第1部分 — 規(guī)范與測(cè)量
簡(jiǎn)介
多數(shù)電源應(yīng)用必須減少電磁干擾 (EMI) 以滿足相關(guān)要求，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員必須嘗試各種方法來減少傳導(dǎo)和輻射發(fā)射。
電磁兼容性 (EMC) 標(biāo)準(zhǔn)的合規(guī)性（例如，針對(duì)多媒體設(shè)備的 CISPR 32，針對(duì)汽車應(yīng)用的 CISPR 25）是一項(xiàng)非常重要的任務(wù)，與產(chǎn)品開發(fā)成本和上市時(shí)間息息相關(guān)。
對(duì)于 DC/DC 轉(zhuǎn)換器而言，雖然采用開關(guān)更快的電源器件可以提升開關(guān)頻率并縮小尺寸，但在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間出現(xiàn)的開關(guān)電壓和電流轉(zhuǎn)換率（dv/dt 和 di/dt）有所提升，通常引起 EMI 加劇，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)出現(xiàn)問題。
例如，氮化鎵 (GaN) 電源器件的開關(guān)速度極快，導(dǎo)致高頻條件下的 EMI 增加 10dB。EMI 濾波器是電力電子系統(tǒng)不可或缺的組成部分，在總體積和總重量方面占比相對(duì)較大。因此，必須非常關(guān)注系統(tǒng)的 EMI 降噪和抑制，不僅要滿足 EMC 規(guī)范，還需降低解決方案成本并提高系統(tǒng)功率密度。
本文是 EMI 系列文章的第一部分，回顧了相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)和測(cè)量技術(shù)，主要側(cè)重于傳導(dǎo)發(fā)射。表 1 列出了與 EMI 有關(guān)的常用縮寫和命名法。
表 1：與 EMI 和 EMC 相關(guān)的常見縮略語、縮寫和單位
EMC 監(jiān)管規(guī)范
EMC 指系統(tǒng)或內(nèi)含元器件在其電磁環(huán)境中按要求運(yùn)行，不會(huì)對(duì)環(huán)境中的任何設(shè)備產(chǎn)生超出容限的電磁干擾的能力。此類干擾可能造成嚴(yán)重后果，因此各種國內(nèi)和國際監(jiān)管規(guī)范中均設(shè)立了 EMC 條款。
在歐盟區(qū)域內(nèi)，通信市場(chǎng)銷售的電源產(chǎn)品多年來通常采用 EN 55022/CISPR 22 產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)，從而在傳導(dǎo)和輻射發(fā)射兩方面滿足合規(guī)性要求，歐盟之外參照此標(biāo)準(zhǔn)的電源產(chǎn)品使用 CE 符合性聲明 (DoC)，滿足歐盟 EMC 指令 2014/30/EU 的合規(guī)性。
針對(duì)北美市場(chǎng)設(shè)計(jì)的產(chǎn)品符合 FCC 第 15 部分 的限值。IEC 61000-6-3 和 IEC 61000-6-4 通用 EMC 標(biāo)準(zhǔn)分別適用于輕工業(yè)和工業(yè)環(huán)境。
然而，在輻射方面，EN 55032 產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)已取代 EN 55022 (ITE)、EN 55013（廣播接收器和相關(guān)設(shè)備）和 EN 55103-1（音視頻設(shè)備）。這一新標(biāo)準(zhǔn)正式成為符合 EMC 指令的統(tǒng)一輻射標(biāo)準(zhǔn) [8]。更具體地說，之前根據(jù) EN 55022 進(jìn)行測(cè)試并在 2017 年 3 月 2 日后運(yùn)往歐盟的所有產(chǎn)品，必須符合 EN 55032 的要求。
隨著 EN 55022 標(biāo)準(zhǔn)撤銷并由 EN 55032 取代，電源制造商和供應(yīng)商需要按照新標(biāo)準(zhǔn)更新其 DoC 證書，從而合法地使用 CE 認(rèn)證徽標(biāo)。圖 1 顯示了在 150kHz 至 30MHz 的適用頻率范圍內(nèi)，使用準(zhǔn)峰值 (QP) 和平均值 (AVG) 信號(hào)檢測(cè)器進(jìn)行的傳導(dǎo)發(fā)射的 EN 55022/32 A 類和 B 類限值。
圖 1：使用準(zhǔn)峰值和平均值檢測(cè)器的 EN 55022 A 類和 B 類傳導(dǎo)發(fā)射限值
對(duì)于汽車終端設(shè)備，未來 EMC 合規(guī)性的主要推動(dòng)力無疑來自于通過車輛間通信支持的自主車輛。針對(duì)“板載接收器保護(hù)”的 CISPR 25 規(guī)范已針對(duì)傳導(dǎo)發(fā)射設(shè)置了嚴(yán)格的限制，在 FM 頻帶（76MHz 至 108MHz）的限制尤為嚴(yán)格。
從監(jiān)管角度而言，UNECE 10 號(hào)法規(guī)在 2014 年 11 月取代了歐盟的汽車 EMC 指令 2004/104/EC，其中要求制造商必須取得所有車輛、電子元器件 (ESA)、元器件和獨(dú)立技術(shù)單元的型式認(rèn)證。
CISPR 25 測(cè)試的傳導(dǎo)發(fā)射均在 150kHz 至 108MHz 頻率范圍的特定頻帶內(nèi)進(jìn)行測(cè)量。具體而言，調(diào)節(jié)頻率范圍分布在 AM 廣播、FM 廣播和移動(dòng)服務(wù)頻帶之間，如圖 2 中的圖象和表格所示。圖 2 還繪制了 CISPR 25 5 類（最嚴(yán)苛的要求）的相關(guān)限值圖象。盡管頻帶之間的帶隙允許更高的噪聲尖峰，但汽車制造商可能會(huì)根據(jù)其特定的內(nèi)部 EMC 要求選擇擴(kuò)展這些頻率范圍。這些要求通常基于國際 IEC 標(biāo)準(zhǔn)，僅更改不同測(cè)試或限值的少量參數(shù)，其核心內(nèi)容保持不變。
圖 2：CISPR 25 5 類傳導(dǎo)發(fā)射限值
為了應(yīng)對(duì) CISPR 25 限值帶來的挑戰(zhàn)，尤其是 FM 頻帶方面，請(qǐng)注意，50Ω 測(cè)量電阻產(chǎn)生的 18dBμV 對(duì)應(yīng)的噪聲電流僅為 159nA。
測(cè)量傳導(dǎo) EMI
LISN 測(cè)量 EUT 產(chǎn)生的傳導(dǎo)發(fā)射。它是插入 EMI 源和電源之間測(cè)量點(diǎn)的接口，確保 EMI 測(cè)量結(jié)果的可重復(fù)性和可比較性。圖 3 所示為根據(jù) CISPR 16-1-2或 ANSI C63.4。標(biāo)準(zhǔn)定義的標(biāo)準(zhǔn) 50μH LISN 的功能等效電路（并非完整原理圖）。
LISN 提供：
在給定頻率范圍內(nèi)，產(chǎn)生經(jīng)過校準(zhǔn)的穩(wěn)定信號(hào)源阻抗。
在該頻率范圍內(nèi)，將 EUT 和測(cè)量設(shè)備與輸入電源隔離。
與測(cè)量設(shè)備建立安全適用的連接。
單獨(dú)測(cè)量?jī)蓷l線路的總噪聲級(jí)別，圖 3 中以 L 和 N 表示。
圖 3：使用 V 型 LISN 進(jìn)行的傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)量
簡(jiǎn)而言之，使用信號(hào)源阻抗已知的預(yù)定義測(cè)試方案能夠獲得可重復(fù)性結(jié)果。注：LISN 可能包含一個(gè)或多個(gè)獨(dú)立 LISN 電路。
LISN 的實(shí)質(zhì)是 pi 濾波器網(wǎng)絡(luò)。通過低通電感-電容 (LC) 濾波器，EUT 與輸入電源線 L 和 N 相連，如圖 3 所示。LISN 電感值基于在產(chǎn)品理想安裝狀態(tài)下，電源線的預(yù)期電感。
CISPR 16 和 ANSI C63.4 為 LISN 指定了一個(gè) 50μH 電感，該值與電信設(shè)備中約 50 米的配電布線系統(tǒng)的電感相符。相反，CISPR 25 指定 5μH LISN，與汽車線束的近似電感相對(duì)應(yīng)。
LISN 為噪聲發(fā)射信號(hào)提供明確定義的阻抗。LISN 制造商通常提供校準(zhǔn)曲線，指示特定測(cè)量頻率范圍內(nèi)的標(biāo)稱阻抗。根據(jù) CISPR 16-1-2，允許的容差是 ±20% 的幅值和 ±11.5° 的相位。
對(duì)于使用 EMI 接收器或頻譜分析儀進(jìn)行的測(cè)量，噪聲信號(hào)可通過高通濾波器網(wǎng)絡(luò)（如圖 3 所示）獲得，該網(wǎng)絡(luò)的耦合電容為 0.1μF，放電電阻為 1kΩ，測(cè)量端口的端接電阻為 50Ω 。圖 4 顯示了在 150kHz 至 30MHz 的頻率范圍，(50μH + 5Ω) || 50Ω LISN 的模擬阻抗圖。
圖 4：在 150kHz 至 30MHz 的調(diào)節(jié)頻率范圍內(nèi)，測(cè)量端口處的 50Ω，50μH LISN 標(biāo)稱阻抗特性
針對(duì)汽車應(yīng)用的 CISPR 25 測(cè)試裝置
圖 5 顯示了 CISPR 25 推薦的傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)試裝置。該標(biāo)準(zhǔn)定義了待測(cè)系統(tǒng)的處理方式以及測(cè)量方案和設(shè)備。根據(jù) CISPR 25 規(guī)范，LISN 在此處指定為 AN。當(dāng)汽車功率回流線超過 200mm 時(shí)，EUT 遠(yuǎn)程接地，需要兩個(gè) AN：二者分別用于正電源線和功率回流線。相反，如果汽車功率回流線不超過 200mm，則 EUT 本地接地，只需將一個(gè) AN 應(yīng)用于正電源。
AN 直接安裝在基準(zhǔn)接地平面之上，AN 外殼與接地平面相連。電源回流線還與電源和 AN 之間的接地平面相連。將 EMI 接收器連接到相應(yīng) AN 的測(cè)量端口可確保成功測(cè)量每條電源線上的傳導(dǎo)發(fā)射。與此同時(shí)，插入另一條電源線的 AN 的測(cè)量端口端接 50Ω 負(fù)載。
圖 5：CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 測(cè)試方案（電壓法）概述
圖 6 顯示了用于預(yù)合規(guī)測(cè)試的 CISPR 25 傳導(dǎo)發(fā)射試驗(yàn)室 [11]。LISN 是右側(cè)的藍(lán)色箱體，鋰離子汽車電池位于其后，DUT 位于左側(cè)的絕緣材料上。為了在特定電源電壓下（例如 13.5V）進(jìn)行測(cè)試，使用可變電壓源從試驗(yàn)室外部通過隔板饋電。結(jié)果通過各自的 LISN 在線路端（熱回路）和返回端（接地）獲取。
圖 6：使用兩個(gè)單極 LISN 和銅箔接地平面的 CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 測(cè)試裝置
圖 7 顯示了典型的 CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 掃描結(jié)果，黃色和藍(lán)色分別表示峰值和平均測(cè)量值。我們可以看到 DC/DC 轉(zhuǎn)換器安靜地運(yùn)行，傳導(dǎo)發(fā)射遠(yuǎn)低于嚴(yán)格的 5 類限值。這種測(cè)量技術(shù)在 30MHz 以上發(fā)生改變，因?yàn)?EMI 接收器的 RBW 從 9kHz 調(diào)整為 120kHz，可能導(dǎo)致測(cè)量噪底發(fā)生變化。
圖 7：典型的 CISPR 25 傳導(dǎo) EMI 測(cè)量
總結(jié)
有意或者無意產(chǎn)生的電磁能量均對(duì)其他設(shè)備造成電磁干擾。商業(yè)產(chǎn)品需要在正常運(yùn)行過程中將產(chǎn)生的電磁能量降至最低水平。
世界各地的許多管理機(jī)構(gòu)均對(duì)允許最終產(chǎn)品產(chǎn)生的傳導(dǎo)和輻射 EMI 的等級(jí)進(jìn)行了規(guī)定。采用適用的測(cè)量技術(shù)可以定量分析此類發(fā)射，以便采取適當(dāng)?shù)拇胧┓戏ㄒ?guī)的合規(guī)性。
EMC 要求通常事關(guān)在 AC 電源線（和信號(hào)線）所測(cè)量系統(tǒng)的整體情況，而 DC/DC 轉(zhuǎn)換器作為子元器件，并沒有具體的 EMC 限值。然而，用戶可以執(zhí)行預(yù)合規(guī)性測(cè)試，確定 EMI 是否造成不良影響。
第 2 部分 — 噪聲傳播和濾
簡(jiǎn)介
高開關(guān)頻率是在電源轉(zhuǎn)換技術(shù)發(fā)展過程中促進(jìn)尺寸減小的主要因素。為了符合相關(guān)法規(guī)，通常需要采用電磁干擾 (EMI) 濾波器，而該濾波器通常在系統(tǒng)總體尺寸和體積中占據(jù)很大一部分，因此了解高頻轉(zhuǎn)換器的 EMI 特性至關(guān)重要。
在本系列文章的第 2 部分，您將了解差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導(dǎo)發(fā)射噪聲分量的噪聲源和傳播路徑，從而深入了解 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo) EMI 特性。本部分將介紹如何從總噪聲測(cè)量結(jié)果中分離出 DM/CM 噪聲，并將以升壓轉(zhuǎn)換器為例，重點(diǎn)介紹適用于汽車應(yīng)用的主要 CM 噪聲傳導(dǎo)路徑。
DM 和 CM 傳導(dǎo)干擾
DM 和 CM 信號(hào)代表兩種形式的傳導(dǎo)發(fā)射。DM 電流通常稱為對(duì)稱模式信號(hào)或橫向信號(hào)，而 CM 電流通常稱為非對(duì)稱模式信號(hào)或縱向信號(hào)。圖 1 顯示了同步降壓和升壓 DC/DC 拓?fù)渲械?DM 和 CM 電流路徑。Y 電容 CY1 和 CY2 分別從正負(fù)電源線連接到 GND，輕松形成了完整的 CM 電流傳播路徑。
圖 1：同步降壓 (a) 和升壓 (b) 轉(zhuǎn)換器 DM 和 CM 傳導(dǎo)噪聲路徑
DM 傳導(dǎo)噪聲
DM 噪聲電流 (IDM) 由轉(zhuǎn)換器固有開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生，并在正負(fù)電源線 L1 和 L2 中以相反方向流動(dòng)。DM 傳導(dǎo)發(fā)射為“電流驅(qū)動(dòng)型”，與開關(guān)電流 (di/dt)、磁場(chǎng)和低阻抗相關(guān)。DM 噪聲通常在較小的回路區(qū)域流動(dòng)，返回路徑封閉且緊湊。
例如，在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 下，降壓轉(zhuǎn)換器會(huì)產(chǎn)生一種梯形電流，且這種電流中諧波比較多。這些諧波在電源線上會(huì)表現(xiàn)為噪聲。降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容（圖 1 中的 CIN）有助于濾除這些高階電流諧波，但由于電容的非理想寄生特性（等效串聯(lián)電感 (ESL) 和等效串聯(lián)電阻 (ESR)），有些諧波難免會(huì)以 DM 噪聲形式出現(xiàn)在電源電流中，即使在添加實(shí)用的 EMI 輸入濾波器級(jí)之后也于事無補(bǔ)。
CM 傳導(dǎo)噪聲
另一方面，CM 噪聲電流 (ICM) 會(huì)流入接地 GND 線并通過 L1 和 L2 電源線返回。CM 傳導(dǎo)發(fā)射為“電壓驅(qū)動(dòng)型”，與高轉(zhuǎn)換率電壓 (dv/dt)、電場(chǎng)和高阻抗相關(guān)。在非隔離式 DC/DC 開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，由于 SW 節(jié)點(diǎn)處的 dv/dt 較高，產(chǎn)生了 CM 噪聲，從而導(dǎo)致產(chǎn)生位移電流。該電流通過與 MOSFET 外殼、散熱器和 SW 節(jié)點(diǎn)走線相關(guān)的寄生電容耦合到 GND 系統(tǒng)。與轉(zhuǎn)換器輸入或輸出端的接線較長(zhǎng)相關(guān)的耦合電容也可能構(gòu)成 CM 噪聲路徑。
圖 1 中的 CM 電流通過輸入 EMI 濾波器的 Y 電容（CY1 和 CY2）返回。另一條返回路徑為，通過 LISN 裝置（在本系列文章的第 1 部分中討論過）的 50Ω 測(cè)量阻抗返回，這顯然是不合需要的。盡管 CM 電流的幅值遠(yuǎn)小于 DM 電流，但相對(duì)來說更難以處理，因?yàn)樗ǔＴ谳^大的傳導(dǎo)回路區(qū)域流動(dòng)，如同天線一般，可能增加輻射 EMI。
圖 2 顯示了 Fly-Buck（隔離式降壓）轉(zhuǎn)換器的 DM 和 CM 傳導(dǎo)路徑。CM 電流通過變壓器 T1 的集總繞組間電容（圖 2 中的 CPS）流到二次側(cè)，并通過接地 GND 連接返回。圖 2 還顯示了 CM 傳播的簡(jiǎn)化等效電路。
圖 2：Fly-Buck 隔離式轉(zhuǎn)換器 DM 和 CM 傳導(dǎo)噪聲傳播路徑 (a)；CM 等效電路 (b)
在實(shí)際的轉(zhuǎn)換器中，以下元件寄生效應(yīng)均會(huì)影響電壓和電流波形以及 CM 噪聲：
MOSFET 輸出電容 (COSS)。
整流二極管結(jié)電容 (CD)。
主電感繞組的等效并聯(lián)電容 (EPC)。
輸入和輸出電容的等效串聯(lián)電感 (ESL)。
相關(guān)內(nèi)容，我將在第 3 部分中進(jìn)一步詳細(xì)介紹。
噪聲源和傳播路徑
正如第 1 部分所述，測(cè)量 DC/DC 轉(zhuǎn)換器傳導(dǎo)發(fā)射（對(duì)于 CISPR 32 標(biāo)準(zhǔn)，規(guī)定帶寬范圍為 150kHz 至 30MHz；對(duì)于 CISPR 25 標(biāo)準(zhǔn)，則規(guī)定頻率范圍為更寬的 150kHz 至 108MHz）時(shí)，測(cè)量的是每條電源線上 50Ω LISN 電阻兩端相對(duì)于接地 GND 的總噪聲電壓或“非對(duì)稱”干擾。
圖 3 顯示了 EMI 噪聲的產(chǎn)生、傳播和測(cè)量模型。噪聲源電壓用 VN 表示，噪聲源和傳播路徑阻抗分別用 ZS 和 ZP 表示。LISN 和 EMI 接收器的高頻等效電路僅為兩個(gè) 50Ω 電阻。圖 3 還顯示了相應(yīng)的 DM 和 CM 噪聲電壓 VDM 和 VCM，它們由兩條電源線的總噪聲電壓 V1 和 V2 計(jì)算得出。DM（或“對(duì)稱”）電壓分量定義為 V1 和 V2 矢量差的一半；而 CM（或“非對(duì)稱”）電壓分量定義為 V1 和 V2 矢量和的一半。請(qǐng)注意，本文提供的 VDM 通用定義與 CISPR 16 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。
圖 3：傳導(dǎo) EMI 發(fā)射模型，其中顯示了噪聲源電壓、噪聲傳播路徑和 LISN 等效電路
CM 噪聲源阻抗主要是容性阻抗，并且 ZCM 隨頻率的增大而減小。而 DM 噪聲源阻抗通常為阻性和感性阻抗，并且 ZDM 隨頻率的增大而增大。
要降低傳導(dǎo)噪聲水平，確保噪聲源本身產(chǎn)生較少的噪聲是其中的一種方法。對(duì)于噪聲傳播路徑，可以通過濾波或其他方法調(diào)整阻抗，從而減小相應(yīng)的電流。例如，要降低降壓或升壓轉(zhuǎn)換器中的 CM 噪聲，需要降低 SW 節(jié)點(diǎn) dv/dt（噪聲源）、通過減小接地寄生電容來增大阻抗、或者使用 Y 電容和/或 CM 扼流器進(jìn)行濾波。本系列文章的第 4 部分將詳細(xì)介紹 EMI 抑制技術(shù)分類。
DM 和 CM EMI 濾波
無源 EMI 濾波是最常用的 EMI 噪聲抑制方法。顧名思義，這類濾波器僅采用無源元件。將這類濾波器設(shè)計(jì)用于電力電子設(shè)備時(shí)特別具有挑戰(zhàn)性，因?yàn)闉V波器端接的噪聲源（開關(guān)轉(zhuǎn)換器）和負(fù)載（電線線）阻抗是不斷變化的。
圖 4a 顯示了傳統(tǒng)的 p 型 EMI 輸入濾波器，以及整流和瞬態(tài)電壓鉗位功能（為直流/交流輸入供電的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器提供 EMC 保護(hù)）。此外，圖 4 還包括本系列文章第 1 部分中的 LISN 高頻等效電路。
圖 4：傳統(tǒng)的 EMC 輸入濾波器 (a)，包括 DM 等效電路 (b) 和 CM 等效電路 (c)
典型 EMI 濾波器的兩個(gè) CM 繞組相互耦合，這兩個(gè)繞組的 CM 電感分別為 LCM1 和 LCM2。DM 電感 LDM1 和 LDM2 分別是兩個(gè)耦合的 CM 繞組的漏電感，并且還可能包括分立的 DM 電感。CX1 和 CX2 為 DM 濾波器電容，而 CY1 和 CY2 為 CM 濾波器電容。
通過將 EMI 濾波器去耦為 DM 等效電路和 CM 等效電路，可簡(jiǎn)化其設(shè)計(jì)。然后，可以分別分析濾波器的 DM 和 CM 衰減。去耦基于這樣的假設(shè)，即 EMI 濾波器具有完美對(duì)稱的電路結(jié)構(gòu)。在實(shí)現(xiàn)的對(duì)稱濾波器中，假設(shè) LCM1 = LCM2 = LCM，CY1 = CY2 = CY，LDM1 = LDM2 = LDM，并且印刷電路板 (PCB) 布局也完美對(duì)稱。DM 等效電路和 CM 等效電路分別如圖 4b 和圖 4c 所示。
但是，嚴(yán)格來說，實(shí)際情況下并不存在完美對(duì)稱，因此 DM 和 CM 濾波器并不能完全去耦。而結(jié)構(gòu)不對(duì)稱可能導(dǎo)致 DM 噪聲轉(zhuǎn)變成 CM 噪聲，或者 CM 噪聲轉(zhuǎn)變成 DM 噪聲。通常，與轉(zhuǎn)換器噪聲源和 EMI 濾波器參數(shù)相關(guān)的不平衡性可能導(dǎo)致這種模式轉(zhuǎn)變。
DM 和 CM 噪聲分離
傳導(dǎo) EMI 的初始測(cè)量結(jié)果通常顯示 EMI 濾波器衰減不足。為了獲得適當(dāng)?shù)?EMI 濾波器設(shè)計(jì)，必須獨(dú)立研究待測(cè)設(shè)備 (EUT) 產(chǎn)生的傳導(dǎo)發(fā)射的 DM 和 CM 噪聲電壓分量。
將 DM 和 CM 分開處理有助于確定相關(guān) EMI 源并對(duì)其進(jìn)行故障排除，從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器設(shè)計(jì)流程。正如我在上一部分強(qiáng)調(diào)的那樣，EMI 濾波器采用了截然不同的濾波器元件來抑制 DM 和 CM 發(fā)射。在這種情況下，一種常見的診斷檢查方法是將傳導(dǎo)噪聲分離為 DM 噪聲電壓和 CM 噪聲電壓。
圖 5 顯示了無源和有源兩種實(shí)現(xiàn)形式的 DM/CM 分離器電路，該電路有助于直接同時(shí)測(cè)量 DM 和 CM 發(fā)射。圖 5a 中的無源分離器電路 [4] 使用寬帶 RF 變壓器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 覆蓋的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)可接受的分離結(jié)果，其中 T1 和 T2 的特征阻抗 (ZO) 分別為 50Ω 和 100Ω。將一個(gè) 50Ω 的電阻與 DM 輸出端口的頻譜分析儀的輸入阻抗串聯(lián)，實(shí)現(xiàn)圖 3 中提供的 VDM 表達(dá)式的“除 2”功能。
圖 5：實(shí)現(xiàn)的用于分離 DM/CM 噪聲的無源 (a) 和有源 (b) 電路
圖 5b 展示的是使用低噪聲、高帶寬運(yùn)算放大器的有源分離器電路。U1 和 U2 實(shí)現(xiàn)了 LISN 輸出的理想輸入阻抗矩陣，而 U3 和 U4 分別提供 CM 和 DM 電壓。LCM 是一個(gè) CM 線路濾波器（例如 Würth Elektronik 744222），位于差分放大器 U4 的輸入端，用于增大 DM 結(jié)果的 CM 抑制比（共模抑制比 [CMRR] ® - ¥dB）并最大限度地減少 CM/DM 交叉耦合。
實(shí)際電路示例 - 汽車同步升壓轉(zhuǎn)換器
考慮圖 6 中所示的同步升壓轉(zhuǎn)換器。該電路在汽車應(yīng)用中很常見，通常作為預(yù)升壓穩(wěn)壓器在冷啟動(dòng)或瞬態(tài)欠壓條件下保持電池電壓供應(yīng)。
圖 6：汽車同步升壓轉(zhuǎn)換器（采用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 測(cè)試）
在車輛底盤接地端直接連接一個(gè) MOSFET 散熱器，可以提高轉(zhuǎn)換器的熱性能和可靠性，但共模 EMI 性能會(huì)受到影響。圖 6 所示的原理圖中，包含升壓轉(zhuǎn)換器以及 CISPR 25 建議采用的兩個(gè) LISN 電路（分別連接在 L1 和 L2 輸入線上）。
考慮到升壓轉(zhuǎn)換器的 CM 噪聲傳播路徑，圖 7 將 MOSFET Q1 和 Q2 替換為等效的交流電壓流和電流源。圖 7 中，還呈現(xiàn)了與升壓電感 LF、輸入電容 CIN 和輸出電容 COUT 相關(guān)的寄生分量部分。特別是 CRL-GND，它是負(fù)載電路與底盤 GND 之間的寄生電容，包括長(zhǎng)負(fù)載線和布線以及下游負(fù)載配置（例如，二次側(cè)輸出連接到底盤接地的隔離式轉(zhuǎn)換器，或者用大型金屬外殼固定到底盤上的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)）所產(chǎn)生的寄生電容。
圖 7：具有 LISN 的同步升壓拓?fù)涞母哳l等效電路，只有在 LISN 中流動(dòng)的 CM 電流路徑與 CM 發(fā)射測(cè)量相關(guān)
漏源開關(guān)（SW 節(jié)點(diǎn)）電壓的上升沿和下降沿代表主要的 CM 噪聲源。CP1 和 CP2 分別代表 SW 與底盤之間以及 SW 與散熱器之間的有效寄生電容。圖 8 顯示了 SW 節(jié)點(diǎn)電容（電場(chǎng)）耦合為主要 CM 傳播路徑時(shí)簡(jiǎn)化的 CM 噪聲等效電路。
圖 8：連有 LISN 的同步升壓電路及其簡(jiǎn)化 CM 等效電路
總結(jié)
對(duì)于電力電子工程師而言，了解各種電源級(jí)拓?fù)渲?DM 和 CM 電流的相關(guān)傳播路徑（包括與高 dv/dt 和 di/dt 開關(guān)相關(guān)的電容（電場(chǎng)）和電感（磁場(chǎng)）耦合）非常重要。在 EMI 測(cè)試過程中，將 DM 和 CM 發(fā)射分開處理有助于對(duì)相關(guān) EMI 源進(jìn)行故障排除，從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器設(shè)計(jì)流程。
在即將發(fā)表的本系列文章第三部分中，將全面介紹影響轉(zhuǎn)換器開關(guān)性能和 EMI 信號(hào)的電路元件寄生部分。
第 3 部分 —了解功率級(jí)寄生效應(yīng)
DC/DC 轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列的第 2 部分回顧了 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導(dǎo)噪聲干擾。在電磁干擾 (EMI) 測(cè)試期間，如果將總噪聲測(cè)量結(jié)果細(xì)分為 DM 和 CM 噪聲分量，可以確定 DM 和 CM 兩種噪聲各自所占的比例，從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)流程。高頻下的傳導(dǎo)發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導(dǎo)回路面積較大，進(jìn)一步推動(dòng)輻射發(fā)射的產(chǎn)生。
在第 3 部分中，我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關(guān)電路寄生效應(yīng)的影響程度，可以采取適當(dāng)?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號(hào)。一般來說，采用一種經(jīng)過優(yōu)化的緊湊型功率級(jí)布局可以降低 EMI，從而符合相關(guān)法規(guī)，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。
檢驗(yàn)具有高轉(zhuǎn)換率電流的關(guān)鍵回路
根據(jù)電源原理圖進(jìn)行電路板布局時(shí)，其中一個(gè)重要環(huán)節(jié)是準(zhǔn)確找到高轉(zhuǎn)換率電流（高 di/dt）回路，同時(shí)密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會(huì)產(chǎn)生過大的噪聲和振鈴，導(dǎo)致過沖和地彈反射。圖 1 中的功率級(jí)原理圖顯示了一個(gè)驅(qū)動(dòng)高側(cè)和低側(cè) MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控制器。
以 Q1 的導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時(shí)，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標(biāo)記的回路和輸入電容（圖 1 中標(biāo)記為“1”）是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對(duì)較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開關(guān)期間。
圖 1：具有高轉(zhuǎn)換率電流的重要高頻開關(guān)回路
圖 1 中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說，回路 2 表示高側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動(dòng)器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）?；芈?3 表示低側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實(shí)線繪制導(dǎo)通柵極電流路徑，以虛線繪制關(guān)斷柵極電流路徑。
寄生組分和輻射 EMI
EMI 問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機(jī)制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測(cè)量設(shè)備）。耦合機(jī)制可分為導(dǎo)電和非導(dǎo)電耦合。非導(dǎo)電耦合可以是電場(chǎng)（E 場(chǎng)）耦合、磁場(chǎng)（H 場(chǎng)）耦合或兩者的組合 - 稱為遠(yuǎn)場(chǎng) EM 輻射。近場(chǎng)耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對(duì)穩(wěn)壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著。
功率級(jí)寄生電感
功率 MOSFET 的開關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅(qū)動(dòng)電路的部分電感相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板 (PCB) 布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會(huì)影響同步降壓穩(wěn)壓器的 EMI 性能。
圖 2：降壓功率級(jí)和柵極驅(qū)動(dòng)器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素）
有效高頻電源回路電感 (LLOOP) 是總漏極電感 (LD)、共源電感 (LS)（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感 (ESL)）和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預(yù)期，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區(qū)域）的幾何形狀布局密切相關(guān)。
與此同時(shí)，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出，高側(cè) MOSFET Q1 的共源電感同時(shí)存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時(shí)間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會(huì)增加開關(guān)損耗，因此并非理想方法。
功率級(jí)寄生電容
公式 1 為影響 EMI 和開關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達(dá)式（以圖 2 中的終端電容符號(hào)表示）。在 MOSFET 開關(guān)轉(zhuǎn)換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。
公式 2 的近似關(guān)系表達(dá)式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關(guān)性。公式 3 給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時(shí)間相關(guān)的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。
圖 2 中的另一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是體二極管 DB2 的反向恢復(fù)電荷 (QRR)，該電荷導(dǎo)致 Q1 導(dǎo)通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。QRR 取決于許多參數(shù)，包括恢復(fù)前的二極管正向電流、電流轉(zhuǎn)換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會(huì)為分析和測(cè)量過程帶來諸多難題。在 Q1 導(dǎo)通期間，為 Q2 的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復(fù)體二極管 DB2 的前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。
EMI 頻率范圍和耦合模式
表 1 列出了三個(gè)粗略定義的頻率范圍，開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵(lì)和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關(guān)期間，當(dāng)換向電流的轉(zhuǎn)換率超過 5A/ns 時(shí)，2nH 寄生電感會(huì)導(dǎo)致 10V 的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關(guān)邊沿（可能存在與體二極管反向恢復(fù)和 MOSFET COSS 充電相關(guān)的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負(fù)面影響嚴(yán)重的 H 場(chǎng)耦合，導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射 EMI 增加。
表 1：開關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類
噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導(dǎo)的噪聲、來自功率回路和電感的 H 場(chǎng)耦合以及來自開關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的 E 場(chǎng)耦合。
轉(zhuǎn)換器開關(guān)波形分析建模
如第 2 部分所述，開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉(zhuǎn)換器中 CM 噪聲和 E 場(chǎng)耦合的主要來源。在EMI 分析中，設(shè)計(jì)者最關(guān)注電源轉(zhuǎn)換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò)”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡(jiǎn)化的開關(guān)波形分析模型，我們可以輕松確定時(shí)域波形參數(shù)對(duì)頻譜結(jié)果的影響。
為了解與開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò)，圖 3 給出了近似的時(shí)域波形。每一部分均由其幅值 (VIN)、占空比 (D)、上升和下降時(shí)間（tR 和 tF）以及脈寬 (t1) 來表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點(diǎn)與下降沿中點(diǎn)的間距。
傅立葉分析結(jié)果表明，諧波幅值包絡(luò)為雙 sinc 函數(shù)，轉(zhuǎn)角頻率為 f1 和 f2，具體取決于時(shí)域波形的脈寬和上升/下降時(shí)間。對(duì)于降壓開關(guān)單元的各個(gè)輸入電流波形，可以應(yīng)用類似的處理方法。測(cè)得的電壓和電流波形中相應(yīng)的頻率分量可以表示開關(guān)電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生）。
圖 3：開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓梯形波形及其頻譜包絡(luò)（受脈寬和上升/下降時(shí)間影響）
一般來說，電感 LLOOP 會(huì)增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，并且還會(huì)加劇開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內(nèi)的寬帶 EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長(zhǎng)度和閉合區(qū)域顯得至關(guān)重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環(huán)形天線結(jié)構(gòu)發(fā)出的磁耦合輻射能量，從而實(shí)現(xiàn)磁場(chǎng)自消除。
穩(wěn)壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導(dǎo)噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小 LLOOP 會(huì)增加輸入濾波器的衰減要求。幸運(yùn)的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率 (SRF) 較高，傳導(dǎo)至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應(yīng)具有較低的有效并聯(lián)電容 (EPC)，以便在從開關(guān)節(jié)點(diǎn)到 VOUT 的網(wǎng)絡(luò)中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會(huì)通過低阻抗輸出電容對(duì)輸出噪聲進(jìn)行濾波。
等效諧振電路
根據(jù)圖 4 所示的同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)域開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓波形可知，MOSFET 開關(guān)期間傳輸?shù)募纳芰繒?huì)激發(fā) RLC 諧振。右側(cè)的簡(jiǎn)化等效電路用于分析 Q1 導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的開關(guān)行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯低于接地端 (GND)。
振蕩幅值取決于部分電感在回路內(nèi)的分布，回路的有效交流電阻會(huì)抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅(qū)動(dòng)器提供電壓應(yīng)力，還會(huì)影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。
圖 4：MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的同步降壓開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形及等效 RLC 電路
根據(jù)圖 4 中的上升沿電壓過沖計(jì)算可得，振鈴周期為 6.25ns，對(duì)應(yīng)的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個(gè)近場(chǎng) H 探頭直接放在開關(guān)回路區(qū)域上方也可以識(shí)別該頻率分量。利用計(jì)算型 EM 場(chǎng)仿真工具，可以推導(dǎo)出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關(guān)的部分回路電感值。不過，還有一種更簡(jiǎn)單的方法。這種方法需要測(cè)量諧振周期 TRing1 并從 MOSFET 數(shù)據(jù)表中獲取輸入電壓工作點(diǎn)的 COSS2，然后利用公式 4 計(jì)算總回路電感。
其中兩個(gè)重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲(chǔ)的無功能量總值，減少諧振開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過沖。此外，在趨膚效應(yīng)的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升 RLOOP 的有效值。
總結(jié)
盡管氮化鎵 (GaN) 功率級(jí)同步降壓轉(zhuǎn)換器通常在低于 3MHz 的頻率下切換開關(guān)狀態(tài)，但產(chǎn)生的寬帶噪聲和 EMI 往往高達(dá) 1GHz 甚至更高。EMI 主要由其快速開關(guān)的電壓和電流特性所致。實(shí)際上，器件開關(guān)波形的高頻頻譜成分是獲取 EMI 產(chǎn)生電位指示的另一種途徑，它能夠指明 EMI 與開關(guān)損耗達(dá)到良好權(quán)衡的結(jié)果。
首先從原理圖中確定關(guān)鍵的轉(zhuǎn)換器開關(guān)回路，然后在 PCB 轉(zhuǎn)換器布局設(shè)計(jì)過程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關(guān)的 H 場(chǎng)耦合，降低傳導(dǎo)和輻射 EMI。
在這篇系列文章的后續(xù)章節(jié)中，我將通過多種 DC/DC 轉(zhuǎn)換器電路重點(diǎn)介紹改善 EMI 性能矢量的系統(tǒng)級(jí)和集成電路 (IC) 的特定功能。緩解傳導(dǎo) EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI，這兩方面經(jīng)常相互促進(jìn)的。
第 4 部分 — 輻射發(fā)射
簡(jiǎn)介
這篇系列文章的第 4 部分針對(duì)電源轉(zhuǎn)換器（特別是工業(yè)和汽車領(lǐng)域使用的電源轉(zhuǎn)換器）在開關(guān)時(shí)產(chǎn)生的輻射排放闡述了一些觀點(diǎn)。
輻射電磁干擾 (EMI) 是一種在特定環(huán)境中動(dòng)態(tài)出現(xiàn)的問題，與電源轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的寄生效應(yīng)、電路布局和元器件排布及其在運(yùn)行時(shí)所處的整體系統(tǒng)相關(guān)。因此，從設(shè)計(jì)工程師的角度出發(fā)，輻射 EMI 的問題通常更具挑戰(zhàn)性，復(fù)雜度更高，在系統(tǒng)主板使用多個(gè) DC/DC 功率級(jí)時(shí)尤為如此。了解輻射 EMI 的基本機(jī)制以及測(cè)量要求、頻率范圍和相應(yīng)限制條件至關(guān)重要。本文重點(diǎn)介紹這些方面的內(nèi)容，展示輻射 EMI 測(cè)量裝置以及兩個(gè) DC/DC 降壓轉(zhuǎn)換器的結(jié)果。
近場(chǎng)耦合
圖 1 概略介紹了噪聲源與受干擾電路之間基本 EMI 耦合模式特別是電感或 H 場(chǎng)耦合需要 di/dt 較高的時(shí)變電流源和兩條磁耦合回路（或帶有返回路徑的平行導(dǎo)線）。另一方面，電容或 E 場(chǎng)耦合需要 dv/dt 較高的時(shí)變電壓源和兩塊緊鄰的金屬板。這兩種機(jī)制均屬于近場(chǎng)耦合，其中的噪聲源與受干擾電路非常接近，可使用近場(chǎng)嗅探器進(jìn)行測(cè)量。
圖 1：EMI 耦合模式
例如，現(xiàn)代電源開關(guān)，特別是氮化鎵 (GaN) 和碳化硅 (SiC) 基晶體管，其輸出電容 COSS 較低，柵極電荷 QG 較少，能夠以極高的 dv/dt 和 di/dt 轉(zhuǎn)換率進(jìn)行開關(guān)。相鄰電路發(fā)生 H 場(chǎng)和 E 場(chǎng)耦合以及串?dāng)_的可能性很高。然而，隨著互感或電容減小，耦合結(jié)構(gòu)的間距增大，近場(chǎng)耦合顯著減弱。
遠(yuǎn)場(chǎng)耦合
典型的電磁 (EM) 波以 E 場(chǎng)和 H 場(chǎng)組合的形式傳播。輻射天線源附近的場(chǎng)結(jié)構(gòu)為復(fù)雜的三維模式。從輻射源進(jìn)一步分析，遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域中的 EM 波由彼此正交并且與傳播方向正交的 E 場(chǎng)和 H 場(chǎng)分量組成。圖 2 展示了這種平面波，它代表輻射 EMI 的主要基準(zhǔn)，受到各種輻射標(biāo)準(zhǔn)的約束。
圖 2：電磁平面波傳播
圖 3 所示的波阻抗等于電場(chǎng)強(qiáng)度與磁場(chǎng)強(qiáng)度之比。遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域中的 E 和 H 分量同相，因此遠(yuǎn)場(chǎng)阻抗呈阻性，具體值可通過麥克斯韋方程（如方程 1 所示）的平面波解決方案計(jì)算：
如果 λ 是波長(zhǎng)，F(xiàn) 是所需頻率，方程 2 通常表示近場(chǎng)和遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域之間的邊界：
然而，該邊界不是精確的標(biāo)準(zhǔn)，僅用于指示一般性過渡區(qū)域（圖 3 中描述為 l/16 至 3l），其中的場(chǎng)從復(fù)雜的分布形態(tài)演變?yōu)槠矫娌ā?/span>
圖 3： 麥克斯韋定律中近場(chǎng)和遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)域的波阻抗
鑒于多數(shù)天線設(shè)計(jì)用于檢測(cè)和響應(yīng)電場(chǎng)，輻射的電磁波通常稱為垂直或水平極化，具體取決于電場(chǎng)方向。測(cè)量 E 場(chǎng)天線一般應(yīng)與傳播的 E 場(chǎng)在同一平面中定向，從而檢測(cè)最大場(chǎng)強(qiáng)。因此，輻射 EMI 測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)通常介紹接收天線以垂直和水平極化方式安裝時(shí)的測(cè)量。
工業(yè)和多媒體設(shè)備中的輻射 EMI
表 1 列出了聯(lián)邦通信委員會(huì) (FCC) 第 15 部分 B 子節(jié)針對(duì)無意輻射體規(guī)定的 A 類和 B 類輻射發(fā)射限值。此外，本規(guī)范第 15.109(g) 條允許在使用美國國家標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì) (ANSI) C63.4-2014 規(guī)定的測(cè)量方法時(shí)，使用國際無線電干擾特別委員會(huì) (CISPR) 22 規(guī)定的輻射發(fā)射限值（如表 2 所述）。表 1 和表 2 中規(guī)定的限值均針對(duì)低于 1GHz 的頻率，使用 CISPR 準(zhǔn)峰值 (QP) 檢測(cè)器功能，分辨率帶寬 (RBW) 為 120kHz。表 3 和表 4 規(guī)定的限值針對(duì) 1GHz 以上的頻率，此時(shí)使用峰值 (PK) 和平均 (AVG) 檢測(cè)器以及分辨率帶寬為 1MHz 的接收器。
對(duì)于指定的測(cè)量距離，B 類民用或家用應(yīng)用限制通常比 A 類商用或工業(yè)應(yīng)用限制更嚴(yán)格，通常高出 6dB 至 10dB。另請(qǐng)注意，表 1 和表 2 還包括一個(gè)按照 15.31(f)(1) 使用的 20 dB/dec 的反向線性距離 (1/d) 比例系數(shù)，針對(duì) 3m 和 10m 天線測(cè)量距離對(duì)應(yīng)的限值進(jìn)行歸一化處理，從而確定合規(guī)性。例如，如果將天線放置在 3 米而非 10 米的位置，從而保持在測(cè)試設(shè)備邊界內(nèi)，則限制幅值調(diào)整約 10.5dB。
表 1：按照 47 CFR 15.109(a) 和 (b) 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 30MHz 到 1GHz 范圍的輻射發(fā)射場(chǎng)強(qiáng) QP 限值
表 2：按照 47 CFR 15.109(g)/CISPR 22/32 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 30MHz 到 1GHz 范圍的輻射發(fā)射場(chǎng)強(qiáng) QP 限值
表 3：按照 47 CFR 15.109(a) 和 (b) 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 1GHz 到 6GHz 范圍的輻射發(fā)射場(chǎng)強(qiáng)限值
表 4：按照 47 CFR 15.109(g)/CISPR 22/32 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的 1GHz 到 6GHz 范圍的輻射發(fā)射場(chǎng)強(qiáng)限值
圖 4 展示了當(dāng)天線距離為 3m 時(shí)，A 類和 B 類相關(guān)限值的圖象。符合 FCC 的設(shè)計(jì)包括采用 Bluetooth® 低能耗技術(shù)的氣體傳感器實(shí)施方案，其由電池供電，可從德州儀器 (TI) 購買。用戶可下載有關(guān)此設(shè)計(jì)的FCCA類合規(guī)性報(bào)告，其中列出輻射發(fā)射測(cè)試數(shù)據(jù)和圖象，以便查閱相關(guān)信息。
圖 4：FCC 第 15 部分和 CISPR 22 的 A 類和 B 類輻射限值（對(duì)于低于和高于 1GHz 這兩種條件，分別使用 QP 和 AVG 檢測(cè)器）
如圖 5 所示，輻射 EMI 測(cè)試程序包括將待測(cè)設(shè)備 (EUT) 和支持設(shè)備放置在半消聲室 (SAC) 或開闊試驗(yàn)場(chǎng) (OATS) 內(nèi)的非導(dǎo)電轉(zhuǎn)盤（高出基準(zhǔn)接地平面 0.8m）之上，遵循 CISPR 16-1 中所定義。EUT 設(shè)置在與安裝于天線塔上的接收天線相距 3m 的位置。
使用經(jīng)校準(zhǔn)的寬帶天線（雙錐形天線和對(duì)數(shù)周期天線組合，或者 Bilog 天線）的 PK 檢測(cè)器預(yù)掃描功能，沿水平和垂直兩種天線極化方向?qū)?30MHz 到 1GHz 的輻射發(fā)射進(jìn)行檢測(cè)。這種探究性測(cè)試可以確定所有重要發(fā)射的頻率。執(zhí)行該測(cè)試后，使用 QP 檢測(cè)器檢查相關(guān)的故障點(diǎn)，記錄最終合規(guī)測(cè)量值。
在測(cè)試期間，EMI 接收器的 RBW 設(shè)置為 120kHz。配置天線的水平和垂直極化方向（將其相對(duì)于接地平面旋轉(zhuǎn) 90°），并將高度調(diào)整為高出接地平面 1m 到 4m，以便在考慮地面反射時(shí)，將每個(gè)測(cè)試頻率對(duì)應(yīng)的場(chǎng)強(qiáng)讀數(shù)最大化。在測(cè)量期間，可將轉(zhuǎn)盤上的 EUT 在 0 到 360° 之間旋轉(zhuǎn)，使天線與 EUT 之間的方位角發(fā)生變化，以便根據(jù) EUT 的方位獲得最大場(chǎng)強(qiáng)讀數(shù)。天線位于 EUT 的遠(yuǎn)場(chǎng)區(qū)，對(duì)應(yīng)于 3m 天線距離，頻率為 15.9MHz。
圖 5：FCC 第 15 部分和 CISPR 22/32 對(duì)應(yīng)的輻射發(fā)射測(cè)量裝置
可以使用喇叭天線針對(duì) 1GHz 以上的頻率執(zhí)行 PK 檢測(cè)器預(yù)掃描，然后在接近限制時(shí)使用 AVG 檢測(cè)器。EMI 接收器的 RBW 設(shè)置為 1MHz。天線方向明確，因此無需執(zhí)行高度掃描，接地平面和暗室壁的反射也很難造成干擾。然而，EUT 在這些頻率下的輻射發(fā)射方向性更強(qiáng)，因此轉(zhuǎn)盤再次旋轉(zhuǎn) 360 度，確定天線極化方向以獲得最大響應(yīng)。根據(jù)表 5，測(cè)量頻率的上限范圍隨 EUT 的最高內(nèi)部頻率發(fā)生變化。
表5：輻射發(fā)射最大測(cè)量頻率（基于 EUT 內(nèi)部時(shí)鐘源的最高頻率）
輻射發(fā)射測(cè)試以每米若干分貝/微伏 (dB/mV) 為單位校準(zhǔn)電場(chǎng)強(qiáng)度。天線因子 (AF) 是天線平面產(chǎn)生的電場(chǎng) (mV/m) 與頻譜分析儀 (SA) 或掃描 EMI 接收器測(cè)得的電壓 (dB/mV) 之比。一般而言，校正的發(fā)射電平由方程 3 推導(dǎo)得出，推導(dǎo)時(shí)將 AF、電纜損耗 (CL)、衰減器和 RF 限制器損耗因子 (AL) 以及放大器預(yù)增益 (AG) 考慮在內(nèi)。
圖 6 所示為 LMR16030 60V/3A 降壓轉(zhuǎn)換器輻射發(fā)射測(cè)試裝置的照片和結(jié)果。測(cè)量條件為 24V 輸入、5V 輸出、3A 負(fù)載電流和 400kHz 開關(guān)頻率。
圖 6：CISPR 22 輻射 EMI 測(cè)試：測(cè)試裝置照片 (a)；水平和垂直極化天線的輻射 EMI 結(jié)果 (b)
汽車系統(tǒng)中的輻射 EMI
盡管屏蔽電纜可以削弱汽車系統(tǒng)中的干擾效應(yīng)，但 EMI 可通過串?dāng)_“有效地”在易受影響的電路中耦合。在場(chǎng)線耦合效應(yīng)的作用下，對(duì)于體積相對(duì)較小但電源分布密集、信號(hào)通過電纜束的車輛，輻射排放還可能導(dǎo)致信號(hào)互連出現(xiàn)輻射抗擾問題?；谏鲜鲈?，評(píng)估 EMI 性能便成為汽車工程師在設(shè)計(jì)和測(cè)試電動(dòng)汽車時(shí)重點(diǎn)關(guān)注的問題。
UNECE 10 號(hào)法規(guī)和 CISPR 25
CISPR 12 和 CISPR 25 均為國際標(biāo)準(zhǔn)，提供無線電干擾測(cè)量的限值和程序，分別為汽車的車載和非車載接收器提供保護(hù)。CISPR 25 特別適用于汽車級(jí)別，也適用于所有車用電子組件 (ESA)。與其他標(biāo)準(zhǔn)相比，CISPR 25 通常作為汽車制造商及其供應(yīng)商定義產(chǎn)品規(guī)格的基礎(chǔ)，但不是評(píng)定合規(guī)性和遵從情況的基準(zhǔn)。自歐盟電動(dòng)汽車 EMC 指令廢止后，聯(lián)合國歐洲經(jīng)濟(jì)委員會(huì) (UNECE) 第 10 條規(guī)定中出現(xiàn)這一差別。
CISPR 25 針對(duì)車輛元器件排放測(cè)量定義了數(shù)種方法和限值類別，兼顧寬帶 (BB) 源和窄帶 (NB) 源。圖 7 說明了針對(duì)元器件/模塊使用 PK 和 AVG 檢測(cè)器的 5 類限值。測(cè)量對(duì)象為車輛中工作在廣播和移動(dòng)服務(wù)頻帶中的接收器。最低測(cè)量頻率涉及 150kHz 至 300kHz 的歐洲長(zhǎng)波 (LW) 廣播頻帶，最高頻率為 2.5GHz（考慮藍(lán)牙傳輸）。
圖 7：使用內(nèi)襯吸收器的屏蔽外殼 (ALSE) 方法，通過峰值和平均值檢測(cè)器（線性頻率標(biāo)度）測(cè)得的元器件/模塊的 CISPR 25 5 類輻射限值
對(duì)于 30MHz 以下和以上兩種條件下的檢測(cè)，掃描接收器的 RBW 分別為 9kHz 和 120kHz。例外情況是 GPS L1 民用（1.567GHz 至 1.583GHz）和全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng) (GLONASS) L1（1.591GHz 至 1.613GHz）頻段。在這兩種頻段下，需要 9kHz 的 RBW 和 5kHz 的最大步長(zhǎng)，從而在僅使用 AVG 檢測(cè)器的情況下檢測(cè)出相應(yīng)的 NB 發(fā)射。
CISPR 25 的天線系統(tǒng)
使用額定輸出阻抗為 50Ω 的線性極化電場(chǎng)天線進(jìn)行測(cè)量。表 6 和圖 8 顯示了 CISPR 25 建議使用的天線，可提升不同實(shí)驗(yàn)室所提供結(jié)果的一致性。
表 6：根據(jù) CISPR 25，建議使用電場(chǎng)天線；雙錐形天線和對(duì)數(shù)周期天線存在疊加頻率，而 Bilog 天線覆蓋了二種天線各自的頻率范圍。
圖 8：符合 CISPR 25 規(guī)范的測(cè)量天線
對(duì)于低頻測(cè)量，使用帶地網(wǎng)的無源/有源拉桿單極天線。雙錐形和對(duì)數(shù)周期偶極子陣列 (LPDA) 天線通常分別覆蓋 30MHz 至 200MHz 和 200MHz 至 1GHz 的頻率范圍。最后，雙脊喇叭天線 (DRHA) 通常用于 1GHz 至 2.5GHz。寬帶 Bilog 天線的外型比雙錐形或?qū)?shù)周期天線更大，有時(shí)用于覆蓋 30MHz 至 1GHz 的頻率范圍。
使用 ALSE 進(jìn)行輻射 EMI 測(cè)試
圖 9、10 和 11 所示為使用 CISPR 25 ALSE 方法（也稱天線方法）的典型裝置，針對(duì)表 6 中規(guī)定的頻率范圍進(jìn)行輻射發(fā)射測(cè)量。
EUT 和電纜束放置在高出接地平面 50mm 的非導(dǎo)體介電材料（相對(duì)介電常數(shù) εr 較低，不高于 1.4）之上。與接地平面前部平行的線束長(zhǎng)度為 1.5m，EUT 與負(fù)載模擬器之間測(cè)試線束的總長(zhǎng)度不超過 2m。測(cè)試線束的長(zhǎng)段平行于接地平面朝向天線的邊緣，與邊緣相距 100mm。接地平面的要求是最小寬度和長(zhǎng)度分別為 1m 和 2m，或者在整個(gè)設(shè)備下方加上 200mm，取其中的較大值。根據(jù)方程式 2 給定的近遠(yuǎn)場(chǎng)轉(zhuǎn)換以及 1m 天線距離，在 EUT 的近場(chǎng)區(qū)域進(jìn)行測(cè)量時(shí)，頻率必須低于 48MHz。
圖 9：?jiǎn)螛O拉桿天線（150kHz 至 30MHz）的 CISPR 25 輻射發(fā)射測(cè)量裝置
圖 10：雙錐形天線（30MHz 至 300MHz）或?qū)?shù)周期天線（200MHz 至 1GHz）的 CISPR 25 輻射發(fā)射測(cè)量裝置
圖 11：喇叭天線（1GHz 以上）的 CISPR 25 輻射發(fā)射測(cè)量裝置
喇叭天線與 EUT 對(duì)齊，其他天線則放置在線束中點(diǎn)。執(zhí)行所有測(cè)量時(shí)，天線距離均為 1 米。頻率范圍為 150kHz 至 30MHz 的測(cè)量?jī)H針對(duì)垂直天線極化執(zhí)行。頻率范圍為 30MHz 至 2.5GHz 的掃描同時(shí)針對(duì)水平極化和垂直極化執(zhí)行。
如前文所述，EMI 接收器與 AF 結(jié)合所檢測(cè)到的天線電壓可在天線位置產(chǎn)生電場(chǎng)強(qiáng)度。請(qǐng)注意，獨(dú)立的 AF 可用于水平和垂直極化，因此可以使用相應(yīng)的 AF 值對(duì)每個(gè)極化方向進(jìn)行測(cè)量。
輻射 EMI 預(yù)合規(guī)測(cè)試及結(jié)果
圖 12 為 LM53635-Q1 汽車級(jí)同步降壓轉(zhuǎn)換器 [9] 輻射發(fā)射測(cè)試裝置的照片。EUT 由汽車電池供電，正負(fù)供電線路均連接線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò) (LISN)。3.5A 阻性負(fù)載下的輸出為 3.3V。開關(guān)頻率為 2.1MHz，高于許多汽車系統(tǒng)所需的 AM 頻帶，同時(shí)啟用了擴(kuò)頻調(diào)頻 (SSFM)。圖 13 至 16 顯示了使用各種測(cè)試天線通過 CISPR 25 5 類限值要求的測(cè)量結(jié)果。
圖 12：CISPR 25 預(yù)合規(guī)測(cè)量裝置照片
圖 13：輻射發(fā)射結(jié)果：150kHz 至 30MHz，拉桿天線，垂直極化
圖 14：輻射發(fā)射結(jié)果：30MHz 至 300MHz，雙錐形天線，水平和垂直極化
圖 15：輻射發(fā)射結(jié)果：200MHz 至 1GHz，對(duì)數(shù)周期天線，水平和垂直極化
圖 16：輻射發(fā)射結(jié)果：1GHz 至 2.5GHz，喇叭天線，水平極化
結(jié)論
輻射發(fā)射影響電源轉(zhuǎn)換器在高頻條件的 EMI 特性 [10]。輻射測(cè)試的上限頻率擴(kuò)展到 1GHz 甚至更高（取決于規(guī)范），遠(yuǎn)高于傳導(dǎo)發(fā)射。雖然不像傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)試那樣簡(jiǎn)單直接，但輻射發(fā)射測(cè)量對(duì)于合規(guī)測(cè)試不可或缺，很容易成為產(chǎn)品開發(fā)過程中的瓶頸。
對(duì)于汽車應(yīng)用，由于長(zhǎng)度原因，電纜束在低頻條件下主要采用輻射結(jié)構(gòu)。測(cè)得的輻射發(fā)射曲線主要來源于所連接電纜中的共模電流，由印刷電路板 (PCB) 與電纜之間的近場(chǎng)電耦合驅(qū)動(dòng)。我將在本文的后續(xù)章節(jié)探討輻射 EMI 減弱技術(shù)。
第 5 部分 — 采用集成 FET 設(shè)計(jì)的 EMI 抑制技術(shù)
簡(jiǎn)介
本系列文章的第 1 部分至第 4 部分詳細(xì)介紹了開關(guān)電源穩(wěn)壓器引起的傳導(dǎo)發(fā)射和輻射發(fā)射，包括噪聲產(chǎn)生機(jī)制、測(cè)量要求、頻率范圍、適用的測(cè)試限值、傳播模式和寄生效應(yīng)。在第 5 部分中，我將基于這一理論基礎(chǔ)介紹抑制電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用電路技術(shù)。
一般來說，電路原理圖和印刷電路板 (PCB) 對(duì)于實(shí)現(xiàn)出色的 EMI 性能至關(guān)重要。第 3 部分重點(diǎn)強(qiáng)調(diào)通過謹(jǐn)慎的元器件選型和 PCB 布局盡量減小“功率回路”寄生電感的重要性。電源轉(zhuǎn)換器集成電路 (IC) 的封裝技術(shù)及其提供的 EMI 特定功能對(duì)此產(chǎn)生了巨大的影響。如第 2 部分所述，必須使用差模 (DM) 濾波方可將輸入紋波電流的幅值充分降低至滿足 EMI 合規(guī)性要求的水平。與此同時(shí)，如果需要抑制約 10MHz 以上的發(fā)射，通常使用共模 (CM) 濾波。在高頻條件下，使用屏蔽也可以獲得優(yōu)異的結(jié)果。
本文主要介紹這些方面的內(nèi)容，專門聚焦于帶有集成功率 MOSFET 和控制器的轉(zhuǎn)換器解決方案，提供抑制 EMI 的實(shí)例和應(yīng)用指導(dǎo)。一般來說，轉(zhuǎn)換器應(yīng)在合理范圍內(nèi)超出傳導(dǎo) EMI 一定的裕度，為達(dá)到輻射限值預(yù)留空間。幸運(yùn)的是，多數(shù)減少傳導(dǎo)發(fā)射的步驟對(duì)于抑制輻射 EMI 同樣有效。
了解 EMI 的相關(guān)挑戰(zhàn)
DC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 EMI 主要由其快速開關(guān)的電壓和電流特性所致。與轉(zhuǎn)換器的不連續(xù)輸入或輸出電流相關(guān)的 EMI 相對(duì)容易處理，但更大的問題是開關(guān)電壓 dv/dt 和電流 di/dt 中的諧波成分，以及與開關(guān)波形相關(guān)的振鈴。
圖 1 所示為存在噪聲的同步降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān) (SW) 電壓波形。振鈴頻率范圍為 50MHz 至 200MHz，具體取決于寄生效應(yīng)。此類高頻成分可以通過近場(chǎng)耦合傳播到輸入電源線、周邊元器件或輸出總線（如 USB 電纜）。體二極管反向恢復(fù)存在類似的問題，隨著恢復(fù)電流流入寄生回路電感，振鈴電壓升高。
圖 1：同步降壓轉(zhuǎn)換器在 MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形和等效電路
圖 2 的原理圖標(biāo)識(shí)了降壓轉(zhuǎn)換器電路的兩條重要回路。最大限度縮減電源回路的面積至關(guān)重要，原因是該參數(shù)與寄生電感和相關(guān) H 場(chǎng)傳播成正比。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。此舉可以降低存儲(chǔ)的無功能量總值，減少開關(guān)電壓峰值過沖。
圖 2：簡(jiǎn)化的同步降壓轉(zhuǎn)換器原理圖（針對(duì) EMI 標(biāo)出了關(guān)鍵回路和走線）
在圖 2 所示的自舉電容回路中，高側(cè) MOSFET 的導(dǎo)通速度由一個(gè)標(biāo)記為 RBOOT 的可選串聯(lián)自舉電阻進(jìn)行控制。自舉電阻會(huì)改變驅(qū)動(dòng)電流瞬變率，降低 MOSFET 導(dǎo)通期間的開關(guān)電壓和電流轉(zhuǎn)換率。另一種方法是在 SW 和 GND 之間添加一個(gè)緩沖電路。同理，該緩沖電路應(yīng)根據(jù)每次開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的瞬態(tài)電流尖峰，占用最小的回路面積。當(dāng)然，緩沖電路和柵極電阻會(huì)增加開關(guān)功率損耗，需要在效率和 EMI 之間進(jìn)行權(quán)衡。如果效率和散熱性能同樣非常重要，則需要使用其他技術(shù)解決 EMI 相關(guān)的挑戰(zhàn)。
轉(zhuǎn)換器的 PCB 布局
表 1 至表 5 總結(jié)了通過優(yōu)化 PCB 布局及元器件排布削弱 DC/DC 轉(zhuǎn)換器 EMI 信號(hào)的基本準(zhǔn)則。我將在本文的后續(xù)部分提供一項(xiàng) PCB 布局案例研究，探討如何優(yōu)化降壓轉(zhuǎn)換器的 EMI 特性。
表 1：布線及元器件排布。
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- 避免將電感放在底部，以免對(duì) EMI 測(cè)試裝置的基準(zhǔn)平面產(chǎn)生輻射。 |
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將 VCC 或 BIAS 的旁路電容（從輸出端）放置于靠近各自引腳的位置。– 在將 AGND 引腳與 GND 相連之前，首先電路中連入 CVCC 和 CBIAS 電容。 |
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將自舉電容與鄰近的 BOOT 和 SW 引腳相連接。- 利用鄰近的接地覆銅屏蔽 CBOOT 電容和開關(guān)節(jié)點(diǎn)，降低 CM 噪聲。 |
表 2：GND 平面設(shè)計(jì)。
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將 PCB 分層板中的第 2 層 GND 平面盡可能固定在靠近頂層的位置。- 消除 H 場(chǎng)、降低寄生電感并屏蔽噪聲。 |
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使用位于頂層與第二層之間的低 z 軸間距獲得最佳映像平面效果。- 在 PCB 分層規(guī)范中將層間距定義為 6 mil。 |
表 3：輸入和輸出電容。
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放置 CIN，盡量減小將 CIN 連接到 VIN 和 PGND 引腳所形成的回路面積。 |
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CIN 和 COUT 的接地返回路徑應(yīng)由集中放置的頂層平面組成。- 使用多個(gè)外部或內(nèi)部 GND 平面連接 DC 電流路徑。 |
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在 VIN 和 PGND 附近使用外殼尺寸為 0402 或 0603 的陶瓷輸入電容，以便最大限度減小寄生回路電感。 |
表 4.電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)布局。
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- 盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅區(qū)域的表面積，避免電容過度耦合。 |
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使用鄰近的接地保護(hù)并通過屏蔽限制開關(guān)節(jié)點(diǎn)噪聲。 |
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檢查電感點(diǎn)位置，確保與 SW 相連的繞組末端位于電感繞組幾何結(jié)構(gòu)內(nèi)部的底部，由連接到 VOUT 的繞組的外層繞線提供屏蔽。 |
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盡可能使用電場(chǎng)屏蔽電感。將屏蔽端子與 PCB 接地平面相連。 |
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- 避免使用可能產(chǎn)生天線輻射效應(yīng)的大型側(cè)壁式端接。 |
表 5.EMI 管理。
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將 EMI 濾波器元器件排布在遠(yuǎn)離開關(guān)節(jié)點(diǎn)的位置。- 如果 EMI 濾波器與功率級(jí)的分隔距離不足，可將 EMI 濾波器放在電路板上轉(zhuǎn)換器的對(duì)側(cè)。 |
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在 EMI 濾波器下方的所有層上開口，以防寄生電容路徑影響濾波器的衰減特性。 |
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根據(jù)需要，可添加一個(gè)與 CBOOT 串聯(lián)的電阻（最好小于 10Ω），限制高側(cè) MOSFET 導(dǎo)通速度，從而降低開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓轉(zhuǎn)換率，減少過沖和振鈴。 |
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如果需要開關(guān)節(jié)點(diǎn) RC 緩沖電路，可將封裝最小的元器件與 SW（通常為電容）相連。 |
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使用具有內(nèi)部接地平面的四層 PCB，與雙層設(shè)計(jì)相比，其性能得到顯著提升。 |
EMI 輸入濾波器
圖 3 所示為典型的多級(jí) EMI 輸入濾波器。低頻和高頻部分可提供 DM 噪聲衰減，也可選擇 p 級(jí)，通過 CM 扼流器提供 CM 衰減。標(biāo)記為 CBULK 的電解電容具有固有的串聯(lián)電阻 (ESR)，可用于設(shè)置所需阻尼，降低轉(zhuǎn)換器輸入的有效品質(zhì)因子，保持輸入濾波器的穩(wěn)定性。
DM 電感的自諧振頻率 (SRF) 限制濾波器第一級(jí)可實(shí)現(xiàn)的高頻 DM 衰減。濾波器第二級(jí)通常至關(guān)重要，其使用鐵氧體磁珠在高頻條件下提供附加的 DM 衰減，此時(shí)額定阻抗通常為 100MHz。標(biāo)記為 CF1 和 CF2 的陶瓷電容可將噪聲分流到接地端。
圖 3：具有 DM 和 CM 級(jí)的三級(jí) EMI 輸入濾波器
DM 濾波器的電感一般設(shè)置為削弱基波和低頻諧波的值。應(yīng)使用盡可能小的電感來滿足低頻濾波要求，因?yàn)樵褦?shù)較多的大電感具有較高的等效并聯(lián)電容 (EPC)，導(dǎo)致其 SRF 較高，影響其在高頻下的性能。
標(biāo)記為 LCM 的 CM 扼流器針對(duì) CM 電流提供較高的阻抗，其泄漏電感也可提供 DM 衰減。然而，在部分要求接地連接必須保持完好的應(yīng)用中，該元器件不適用，這些應(yīng)用需要更安靜的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，CM 扼流器不再是首選。
為了演示 CM 扼流器的效果，圖 4 展示了德州儀器 (TI) LM53603，這是一款采用雙層 PCB 的 36V、3A DC/DC 轉(zhuǎn)換器解決方案 [7]。該器件的功率級(jí)位于頂層，EMI 輸入濾波器則放置于底部。如圖 4 中的布局所示，濾波器附近的接地平面覆銅區(qū)可借助過孔縫合提供屏蔽效果。此外，在濾波器級(jí)以下的所有層中插入敷銅層切口，可避免 VIN 和 GND 走線之間產(chǎn)生寄生電容，從而為噪聲電流提供繞過 CM 扼流器的路徑并讓步于濾波器的阻抗特性。
圖 4：DC/DC 轉(zhuǎn)換器原理圖和 PCB 布局實(shí)施方案
圖 5 所示為國際無線電干擾特別委員會(huì) (CISPR) 25 針對(duì)圖 4 的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)在 150kHz 至 108MHz 之間進(jìn)行的傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)量。我們提供了使用與不使用 CM 扼流器兩種情況下的測(cè)量結(jié)果。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測(cè)器掃描結(jié)果的峰值和平均值分別以黃色和藍(lán)色表示。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。
圖 5：CISPR 25 在使用 CM 扼流器 (a) 與不使用 CM 扼流器 (b) 情況下進(jìn)行的傳導(dǎo) EMI 測(cè)量
金屬外殼屏蔽
另一種優(yōu)化高頻 EMI 性能的有效方式是添加金屬外殼屏蔽層，從而阻擋輻射電場(chǎng)。外殼通常由鋁制成，采用框架（敞開式）或封閉式設(shè)計(jì)實(shí)施方案。屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級(jí)元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個(gè)帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。
這使得從開關(guān)單元到 EMI 濾波器或長(zhǎng)輸入線連接（也用作天線）的輻射噪聲耦合顯著減少。當(dāng)然，這會(huì)產(chǎn)生額外的元器件和裝配成本，導(dǎo)致散熱管理和散熱測(cè)試的難度增加。鋁電解電容的外殼也可以提供電場(chǎng)屏蔽，為實(shí)現(xiàn)此目的，可在電路板上針對(duì)性地放置該電容。
DC/DC 轉(zhuǎn)換器案例研究
圖 6 為 60V、1.5A 單片式集成同步降壓轉(zhuǎn)換器電路的原理圖，該電路通過多項(xiàng)功能實(shí)現(xiàn)最佳 EMI 性能。該原理圖還顯示了一個(gè)兩級(jí) EMI 輸入濾波器級(jí)，旨在滿足汽車或噪聲敏感型工業(yè)應(yīng)用的 EMI 規(guī)范。為了幫助實(shí)現(xiàn)最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網(wǎng)絡(luò) (FB) 和高 dv/dt 電路節(jié)點(diǎn)（SW、BOOT）突出顯示。
圖 6：采用 EMI 優(yōu)化型封裝和引腳布局的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。內(nèi)置一個(gè)兩級(jí) EMI 輸入濾波器
a. 引腳布局設(shè)計(jì)
圖 6 所示的轉(zhuǎn)換器 IC 優(yōu)勢(shì)在于，其 VIN 和 PGND 采用對(duì)稱且均衡的引腳排布。該轉(zhuǎn)換器利用兩個(gè)并聯(lián)的輸入回路使寄生回路電感成功減半。上述回路在 PCB 布局中標(biāo)記為“IN1”和“IN2”，如圖 7 所示。兩個(gè)外殼尺寸為 0402 或 0603 的小型電容（在圖 6 中分別標(biāo)記為 CIN1 和 CIN3）放置在盡可能靠近 IC 的位置，最大限度減小輸入回路面積。兩個(gè)回路中的環(huán)流產(chǎn)生相反的磁矩，消除 H 場(chǎng)并降低有效電感。為了進(jìn)一步降低寄生電感，PCB 第 2 層（緊靠頂層電源電路的下方）的 IN1 和 IN2 回路下方設(shè)有返回電流的連續(xù)接地平面，可使場(chǎng)效應(yīng)自行消除。
在電感兩側(cè)各使用一個(gè)陶瓷輸出電容（COUT1 和 COUT2）同樣能夠優(yōu)化輸出電流回路。在輸出端引出兩個(gè)并聯(lián)的接地返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應(yīng)。
圖 7：僅部署在 PCB 頂層的功率級(jí)布局
SW 引腳位于 IC 中心，因此輻射電場(chǎng)會(huì)由 IC 兩側(cè)相鄰的 VIN 和 PGND 引腳屏蔽。GND 平面覆銅區(qū)可對(duì)將 IC 的 SW 引腳連接到電感端子的多邊形覆層施加屏蔽。SW 和 BOOT 的單層布局意味著 PCB 的底側(cè)不會(huì)有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測(cè)試期間，電場(chǎng)與基準(zhǔn)接地平面耦合。
b. 封裝設(shè)計(jì)
與優(yōu)化的引腳排布類似，電源轉(zhuǎn)換器 IC 封裝設(shè)計(jì)也是改善 EMI 信號(hào)的關(guān)鍵屬性。例如，德州儀器 (TI) 的 HotRodÔ 封裝技術(shù)采用引線框上倒裝芯片 (FCOL) 的方式，規(guī)避了功率器件線焊導(dǎo)致封裝寄生電感過高的情況。如圖 8 所示，IC 以上下翻轉(zhuǎn)的形式放置，IC 上的銅柱（也稱為凸點(diǎn)或支柱）直接焊接到引線框架。這種構(gòu)造方法能夠提升密度并較薄的外型，因?yàn)槊總€(gè)引腳都與引線框架直接相連。從 EMI 角度來看，最重要的一點(diǎn)是，與傳統(tǒng)線焊封裝相比，HotRod 封裝降低了封裝的寄生電感。
圖 8：QFN 線焊封裝 (a) 和 HotRod FCOL (b) 封裝的結(jié)構(gòu)對(duì)比
HotRod 封裝不僅可以在開關(guān)換向（50MHz 至 200MHz 頻率范圍）期間減少振鈴，還可以降低導(dǎo)通和開關(guān)損耗。圖 9 所示為開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓振鈴隨之得到改善的情況。圖 8 所示為圖 6 中的轉(zhuǎn)換器在 150kHz 至 108MHz 下測(cè)得的傳導(dǎo)發(fā)射。測(cè)量結(jié)果符合 CISPR 25 5 類要求。
圖 9：使用傳統(tǒng)線焊封裝的轉(zhuǎn)換器 (a) 和 HotRod FCOL 轉(zhuǎn)換器 (b) 時(shí)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形
圖 10：CISPR 25 傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)量結(jié)果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz
總結(jié)
在本文中，我討論了使用電源轉(zhuǎn)換器 IC 的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路可以采用的 EMI 抑制技術(shù)。減弱 EMI 的 PCB 布局步驟包括盡量減小布局中的電流“熱回路”面積、避免阻斷電流路徑、采用具有內(nèi)部接地平面的四層 PCB 結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)屏蔽（屏蔽效果遠(yuǎn)超雙層 PCB），以及通過盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅區(qū)域面積來降低電場(chǎng)輻射耦合。
轉(zhuǎn)換器封裝類型是一項(xiàng)重要的選擇標(biāo)準(zhǔn)，新一代器件的開關(guān)節(jié)點(diǎn)振鈴和引腳設(shè)計(jì)得到顯著提升，有助于實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的電容放置方案。從輸入濾波的角度而言，抑制低頻噪聲（通常小于 10MHz）相對(duì)容易，使用傳統(tǒng)的 LC 濾波器級(jí)即可實(shí)現(xiàn)。然而，抑制高頻噪聲（10MHz 以上）通常需要額外使用 CM 扼流器和/或鐵氧體磁珠濾波器級(jí)。焊接到 PCB 接地平面的金屬外殼屏蔽層也能有效減輕高頻發(fā)射。
在本系列文章的下一部分中，我將探討使用控制器驅(qū)動(dòng)分立式功率 MOSFET 的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路適用的 EMI 抑制技術(shù)。根據(jù) EMI 進(jìn)行分析，這些技術(shù)更具挑戰(zhàn)性。
第 6 部分 — 采用離散 FET 設(shè)計(jì)的 EMI 抑制技術(shù)
簡(jiǎn)介
本系列文章的第 1 部分至第 5 部分中，介紹了抑制傳導(dǎo)和輻射電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用指南和示例，尤其是針對(duì)采用單片集成功率 MOSFET 的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器解決方案進(jìn)行了詳細(xì)介紹。在此基礎(chǔ)上，本文繼續(xù)探討使用控制器驅(qū)動(dòng)分立式高、低側(cè)功率 MOSFET 對(duì)的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路適用的 EMI 的抑制技術(shù)。使用控制器（例如圖 1 所示同步降壓穩(wěn)壓器電路中的控制器）的實(shí)現(xiàn)方案具有諸多優(yōu)點(diǎn)，包括能夠增強(qiáng)電流性能，改善散熱性能，以及提高設(shè)計(jì)選擇、元器件選型和所實(shí)現(xiàn)功能的靈活性。
圖 1：驅(qū)動(dòng)功率 MOSFET Q1 和 Q2 的同步降壓控制器的原理圖
然而，從 EMI 角度來看，采用分立式 FET 的控制器解決方案與采用集成 FET 的轉(zhuǎn)換器相比，更具挑戰(zhàn)性。主要有兩方面的考量因素。首先，在緊湊性方面，采用 MOSFET 和控制器的功率級(jí)的印刷電路板 (PCB) 布局比不上采用優(yōu)化引腳布局和內(nèi)部柵極驅(qū)動(dòng)器的功率轉(zhuǎn)換器集成電路 (IC) 。其次，對(duì)于死區(qū)時(shí)間管理，在 MOSFET 開關(guān)時(shí)間在額定范圍的轉(zhuǎn)換器中通常更精確。因此，體二極管導(dǎo)通時(shí)間更短，從而能夠改善開關(guān)性能并降低與反向恢復(fù)相關(guān)的噪聲。
本文提供與采用 MOSFET 和控制器及半橋設(shè)計(jì)的多層 PCB 相關(guān)指南，以實(shí)現(xiàn)出色的 EMI 性能。當(dāng)務(wù)之急是謹(jǐn)慎選擇功率級(jí)元器件和適合的 PCB 布局，最大程度地減小關(guān)鍵回路寄生電感。布局示例表明，可以在不犧牲效率或熱性能指標(biāo)的情況下減少傳導(dǎo)電磁輻射。
迎接 EMI 相關(guān)挑戰(zhàn)
產(chǎn)生 EMI 的三個(gè)基本要素包括：電噪聲源、耦合路徑及受擾接收器。應(yīng)對(duì)其中一個(gè)或所有基本要素，可以實(shí)現(xiàn)干擾抑制，從而實(shí)現(xiàn)合電磁兼容性 (EMC)。在實(shí)踐中，可以采用多種技術(shù)中斷耦合路徑和/或強(qiáng)化可能的受擾電路，例如插入 EMI 濾波器來抑制傳導(dǎo)干擾，借助屏蔽來降低輻射干擾等。
對(duì)于與降壓穩(wěn)壓器的不連續(xù)輸入電流（或升壓穩(wěn)壓器的不連續(xù)輸出電流）相關(guān)的低頻 EMI 頻譜幅值，采用傳統(tǒng)的濾波器級(jí)進(jìn)行處理相對(duì)容易。然而，與開關(guān)換向期間電壓和電流的尖銳邊緣相關(guān)的高 dv/dt 以及 di/dt 會(huì)產(chǎn)生諧波分量，從而導(dǎo)致出現(xiàn)更大的問題。高電流柵極驅(qū)動(dòng)器（在電壓低于 100V 時(shí)，通常集成在控制器中）可以以極高的速度開關(guān)功率 MOSFET。傳統(tǒng)硅 FET 的轉(zhuǎn)換率通常大于 10V/ns和 1A/ns，基于氮化鎵 (GaN) 的器件轉(zhuǎn)換率可能更高。我對(duì)本文第 2 部分中梯形開關(guān)波形的時(shí)域特性與其頻譜成分之間的關(guān)系進(jìn)行了研究，闡述了波形的最陡斜率決定高頻頻譜的漸近包絡(luò)，因此，采用降低 dv/dt 和 di/dt 的方法有助于降低產(chǎn)生 EMI 的可能性。
除了電壓和電流的尖銳邊沿之外，與開關(guān)波形相關(guān)的過沖/下沖及隨后產(chǎn)生的振鈴也非常棘手。圖 2 顯示了硬開關(guān)同步降壓穩(wěn)壓器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形。開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓振鈴頻率范圍為 50MHz 至 250MHz，具體取決于寄生功率回路電感的諧振 (LLOOP)及 MOSFET 輸出電容 (COSS)。此類高頻分量可以通過近場(chǎng)耦合傳播到輸出總線、周邊元器件或輸入電源線，并且難以通過傳統(tǒng)濾波衰減。同步 MOSFET 體二極管反向恢復(fù)存在類似的負(fù)面作用，當(dāng)二極管恢復(fù)電流流入寄生回路電感時(shí)，振鈴電壓升高。
圖 2：同步降壓穩(wěn)壓器在 MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形和等效電路
圖 3 的原理圖標(biāo)出了降壓調(diào)節(jié)器電路 [6] 的關(guān)鍵高頻功率回路，代表了具有高轉(zhuǎn)換率電流的電路元件?？梢詫?duì)升壓、反相降壓-升壓、單端初級(jí)側(cè)電感轉(zhuǎn)換器 (SEPIC) 和其他拓?fù)溥M(jìn)行類似檢查。最大限度縮減功率回路的面積至關(guān)重要，原因是該參數(shù)與寄生電感和相關(guān) H 場(chǎng)傳播成正比。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。由此，降低存儲(chǔ)的無功能量總值，減少開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過沖和振鈴。此外，達(dá)到臨界阻尼因子的等效電阻實(shí)際上更低，因此任何振鈴都會(huì)更早衰減 - 在高頻時(shí)的趨膚效應(yīng)增大回路的寄生電阻時(shí)更是如此。
圖 3：標(biāo)出了同步降壓穩(wěn)壓器中對(duì) EMI 至關(guān)重要的高頻電流回路
圖 3 中，還顯示了導(dǎo)通和關(guān)斷期間高側(cè)和低側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動(dòng)器回路。務(wù)必遵從功率級(jí)布局期間的特殊注意事項(xiàng)（下文討論），確保功率回路、柵極回路和共源寄生電感都盡可能低。
實(shí)現(xiàn)低 EMI 的 PCB 布局設(shè)計(jì)
以下步驟總結(jié)了 DC/DC 穩(wěn)壓器中元器件位置和 PCB 布局的基本準(zhǔn)則，以幫助盡可能降低噪聲和 EMI 信號(hào)。其中一些步驟類似于第 5 部分中針對(duì)采用集成 MOSFET 的基于轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)所介紹的步驟。在后續(xù)部分，我將提供 PCB 布局案例研究，探討如何優(yōu)化降壓穩(wěn)壓器 EMI 特性。
布線及元器件排布
將所有功率級(jí)元器件排布在 PCB 頂部。
— 避免將開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅和電感放在底部，以免對(duì) EMI 測(cè)試裝置的基準(zhǔn)平面產(chǎn)生輻射。
將 VCC 或 BIAS 的旁路電容放置于靠近各自引腳的位置。
— 在將 AGND 引腳與 GND 相連之前，首先電路中連入 CVCC 和 CBIAS 電容。
將臨近的自舉電容與控制器的 BOOT 和 SW 引腳相連接。
— 利用鄰近的接地覆銅屏蔽 CBST 電容和開關(guān)節(jié)點(diǎn)，降低共模噪聲。
GND 平面設(shè)計(jì)
將 PCB 分層板中的第 2 層接地平面盡可能放在靠近頂層功率級(jí)元器件的位置，以消除 H 場(chǎng)、降低寄生電感及屏蔽噪聲。
使用位于頂層與第二層接地平面之間的低 z 軸間距獲得最佳映像平面效果。
— 在 PCB 分層規(guī)范中將層間距指定為 6 mil。
輸入和輸出電容
放置降壓穩(wěn)壓器的 CIN，盡量減小將 CIN 連接到功率 MOSFET 所形成的回路面積。對(duì)于升壓穩(wěn)壓器和 SEPIC 穩(wěn)壓器的 COUT，同樣建議如此操作。
— 功率回路分類為橫向或縱向，具體取決于電容相對(duì)于 MOSFET 的放置位置。
CIN 和 COUT 的接地返回路徑應(yīng)由集中放置的頂層平面組成。
— 使用多個(gè)外部或內(nèi)部 GND 平面連接 DC 電流路徑。
使用外殼尺寸為 0402 或 0603 的低等效串聯(lián)電感 (ESL) 陶瓷電容，并放在 MOSFET 附近，以最大限度地減小功率回路寄生電感。
電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)布局
將電感放置在靠近 MOSFET 的位置。
— 盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅多邊形面積，從而盡量避免電容耦合及減小共模電流。覆銅區(qū)應(yīng)僅覆蓋電感焊盤并僅占用連接 MOSFET 端子所需的最小面積。
使用鄰近的接地保護(hù)并通過屏蔽限制開關(guān)節(jié)點(diǎn)噪聲。
檢查電感點(diǎn)位置，確保與開關(guān)節(jié)點(diǎn)相連的繞組末端位于繞組幾何結(jié)構(gòu)內(nèi)部的底部，由連接到 VOUT（降壓穩(wěn)壓器）或 VIN（升壓穩(wěn)壓器）的繞組的外層繞線提供屏蔽。
選擇在封裝下方設(shè)有端子的電感。
— 避免使用可能產(chǎn)生天線輻射效應(yīng)的大型側(cè)壁式端子。
盡可能使用電場(chǎng)屏蔽電感。將屏蔽端子與 PCB 接地平面相連。
柵極驅(qū)動(dòng)器布線
將控制器放置在盡可能靠近功率 MOSFET 的位置。
— 連接 HO 和 SW 的柵極驅(qū)動(dòng)器時(shí)，應(yīng)分別采用最小的布線長(zhǎng)度和最小的回路面積，直接連接到高側(cè) MOSFET 柵極和源極端子。
— 將 LO 的柵極驅(qū)動(dòng)器直接連接到接地平面上方的低側(cè) MOSFET 柵極，并盡量減小介電間距。
— 對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行正交布線，盡量減少功率回路與柵極回路之間的耦合。
EMI 管理
連接 EMI 濾波器元器件時(shí)，應(yīng)避免由電感和開關(guān)節(jié)點(diǎn)輻射產(chǎn)生的電場(chǎng)形成耦合。
— 如果 EMI 濾波器與功率級(jí)的分隔距離不足，可將 EMI 濾波器放在電路板上轉(zhuǎn)換器的對(duì)側(cè)。
在 EMI 濾波器下方的所有層上開口，以防寄生耦合路徑影響濾波器的衰減特性。
根據(jù)需要，可添加一個(gè)與 CBOOT 串聯(lián)的電阻（最好小于 10Ω），限制 MOSFET 導(dǎo)通速度，從而降低開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓轉(zhuǎn)換率，減少過沖和振鈴。
— 自舉電阻會(huì)改變驅(qū)動(dòng)電流瞬變率，從而降低 MOSFET 導(dǎo)通期間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓和電流轉(zhuǎn)換率。
— 為提高靈活性，可以考慮使用具有柵極驅(qū)動(dòng)器專用源極引腳和漏極引腳的控制器。
任何所需的開關(guān)節(jié)點(diǎn)緩沖電路都應(yīng)根據(jù)每次開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的瞬態(tài)電流峰值，占用最小的回路面積。
— 將封裝尺寸最小的元器件連接到 SW（通常是電容），盡量降低其天線效應(yīng)。
使用具有內(nèi)部接地平面的多層 PCB，與雙層設(shè)計(jì)相比，其性能得到顯著提升。— 避免阻斷 MOSFET 附近的高頻電流路徑。
考慮采用金屬外殼屏蔽優(yōu)化輻射 EMI 性能。
— 屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級(jí)元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個(gè)帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。
DC/DC 同步降壓控制器案例研究
圖 4 顯示用于汽車應(yīng)用或噪聲敏感型工業(yè)應(yīng)用的同步降壓轉(zhuǎn)換器電路 [6] 的原理圖。其中融合了有助于改善 EMI 性能的多項(xiàng)特性，包括恒定開關(guān)頻率操作、外部時(shí)鐘同步以及通過高側(cè) MOSFET 受控導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)整形（轉(zhuǎn)換率控制）。為了幫助實(shí)現(xiàn)最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網(wǎng)絡(luò)（FB、COMP、ILIM）和高 dv/dt 電路節(jié)點(diǎn)（SW、BST、HO、LO、SYNC）突出顯示。高 di/dt 回路類似于圖 3 中標(biāo)示的回路。
圖 4：DC/DC 降壓穩(wěn)壓器原理圖，其中標(biāo)示出 PCB 布局的重要節(jié)點(diǎn)和走線
圖 5 顯示了功率 MOSFET 及輸入電容的兩種橫向回路布局。功率級(jí)位于 PCB 頂層，控制器放置于底部。橫向回路設(shè)計(jì)在頂層存在循環(huán)電流（圖 5 中用白框表示），該電流在第二層接地平面上感應(yīng)出映像電流，以抵消磁通，從而降低寄生回路電感。
更具體來說，修改圖 5b 中的布局，使高側(cè) FET (Q1) 旋轉(zhuǎn) 90 度。這樣可以改善 Q1 的散熱效果，從而更好地進(jìn)行熱管理，并可以在 MOSFET 附近方便地放置外殼尺寸為 0603 的低 ESL 電容 (Cin1)，以實(shí)現(xiàn)高頻去耦。考慮到功率級(jí)元器件的 U 型布局方向，較短返回連接的輸出電容將放置在低側(cè) MOSFET。
圖 5：兩種傳統(tǒng)的橫向回路布局設(shè)計(jì)
改進(jìn)后的 PCB 布局設(shè)計(jì)
圖 6 所示為改進(jìn)后的布局，其優(yōu)勢(shì)是可減小功率回路面積，使多層結(jié)構(gòu)達(dá)到高效率。該設(shè)計(jì)將 PCB 的第 2 層用作功率回路返回路徑。該返回路徑位于頂層的緊下方，形成小尺寸物理回路。垂直回路中的反向電流可使磁場(chǎng)自行消除，從而進(jìn)一步減小寄生電感。圖 6 中的側(cè)視圖展示了在多層 PCB 結(jié)構(gòu)中形成小尺寸自行消除回路的概念。
將四個(gè) 0603 輸入電容放置在盡可能接近高側(cè) MOSFET 的位置（位于圖 6 中大容量輸入去耦電容 CIN1 與 CIN2 之間），這四個(gè)電容具有較小的 0402 或 0603 外殼尺寸及較低的 ESL。這些電容的返回連接通過多個(gè) 12 mil 的過孔連接到第 2 層接地平面。第 2 層接地平面在 MOSFET 的緊下方提供了至低側(cè) MOSFET 源極端子的電流返回路徑。
圖 6：采用垂直功率回路設(shè)計(jì)的功率級(jí)和控制器的布局
此外，開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅多邊形區(qū)域只包含電感焊盤以及連接 MOSFET 所需的最小面積。接地平面覆銅區(qū)可屏蔽將 MOSFET 連接到電感端子的多邊形覆銅區(qū)。SW 和 BST 的單層布局意味著 PCB 的底側(cè)不會(huì)有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測(cè)試期間，電場(chǎng)與基準(zhǔn)接地平面耦合。最后，在電感兩側(cè)各使用一個(gè)陶瓷輸出電容 COUT1 和 COUT2，優(yōu)化輸出電流回路。在輸出端引出兩個(gè)并聯(lián)的返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應(yīng)。
圖 7a 所示為，圖 4 中的穩(wěn)壓器采用圖 6 中的優(yōu)化布局時(shí)，使用寬帶探頭測(cè)得的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形。振鈴不明顯，只存在低幅度過沖和下沖，表示 50MHz 以上時(shí) EMI 性能良好。為進(jìn)行對(duì)比，圖 7b 顯示了采用圖 5b 所示橫向回路布局的類似測(cè)量結(jié)果。優(yōu)化布局的峰值過沖降低約 8V。
圖 7：VIN = 48V，IOUT = 8A 時(shí)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形，(a) 為優(yōu)化布局，(b) 為橫向回路布局
圖 8 所示為圖 6 中的轉(zhuǎn)換器在 150kHz 至 108MHz 下測(cè)得的傳導(dǎo)發(fā)射。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測(cè)器掃描結(jié)果的峰值和平均值分別以黃色和藍(lán)色表示。結(jié)果符合國際無線電干擾特別委員會(huì) (CISPR) 25 5 類要求。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。
圖 8：CISPR 25 傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)量結(jié)果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz
總結(jié)
功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)瞬變是傳導(dǎo) EMI 和輻射 EMI 的主要來源。本文重點(diǎn)介紹在使用控制器和外部 MOSFET 的 DC/DC 穩(wěn)壓器電路中，有助于降低 EMI 的 PCB 布局。關(guān)于布局的主要建議包括，盡量減小布局中的電流“熱回路”面積，避免阻斷電流路徑，采用具有內(nèi)部接地平面的多層 PCB 結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)屏蔽（性能遠(yuǎn)超雙層 PCB），以差分對(duì)形式敷設(shè)短而直接的柵極驅(qū)動(dòng)器走線，以及通過盡量減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅區(qū)域面積來降低電場(chǎng)輻射耦合。
優(yōu)化后的 PCB 布局有助于改善穩(wěn)壓器的 EMI 信號(hào)（與降低 EMI 的其他常用“修復(fù)”手段不同，不會(huì)犧牲效率或熱性能）。盡管本文圍繞 EMI 敏感的同步降壓功率級(jí)進(jìn)行論述，但只要能確定關(guān)鍵回路并實(shí)施文中建議采用的布局方法，通常可以將這些概念推廣至任何 DC/DC 穩(wěn)壓器。
第 7 部分 — 反激式轉(zhuǎn)換器的共模噪聲
作者：Timothy Hegarty
本系列文章的第 5 和第 6 部分介紹有助于抑制非隔離 DC-DC 穩(wěn)壓器電路傳導(dǎo)和輻射電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用指南和示例。當(dāng)然，如果不考慮電隔離設(shè)計(jì)，DC-DC 電源 EMI 的任何處理方式都不全面，因?yàn)樵谶@些電路中，電源變壓器的 EMI 性能對(duì)于整體 EMI 性能至關(guān)重要。
特別是，了解變壓器繞組間電容對(duì)共模 (CM) 發(fā)射噪聲的影響尤其重要。共模噪聲主要是由變壓器繞組間寄生電容以及電源開關(guān)與底盤/接地端之間的寄生電容內(nèi)的位移電流所導(dǎo)致的。DC-DC 反激式轉(zhuǎn)換器已被廣泛用作隔離電源，本文專門對(duì)其 CM 噪聲進(jìn)行了分析。
反激式拓?fù)?/span>
DC-DC 反激式電路在工業(yè)與汽車市場(chǎng)領(lǐng)域應(yīng)用廣泛，由于可輕松配置成單個(gè)或多個(gè)輸出，尤為適合低成本隔離式偏置軌。需要進(jìn)行隔離的應(yīng)用包括用于單相及三相電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的高壓 MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)器，以及工廠自動(dòng)化和過程控制所用的回路供電傳感器和可編程邏輯控制器。
反激式實(shí)現(xiàn)方案如圖 1 中的原理圖所示，該實(shí)現(xiàn)方案提供了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、元件器數(shù)量少的可靠解決方案。如果可以采用初級(jí)側(cè)穩(wěn)壓 (PSR) 技術(shù)，則反饋穩(wěn)壓無需使用光耦合器及其相關(guān)電路，從而能夠進(jìn)一步減少元器件數(shù)量，簡(jiǎn)化變壓器設(shè)計(jì)。具有功能型隔離的變壓器可直接實(shí)現(xiàn)電路接地隔離，而增強(qiáng)型隔離則用于安全要求極高的高壓應(yīng)用。
圖 1：采用典型的 24V 電源或 12V/48V 輸入（分別用于工業(yè)或汽車電池應(yīng)用）的 DC-DC 反激式穩(wěn)壓器。圖中已明確標(biāo)出具有磁化作用的反激式變壓器、漏電感以及電路寄生電容
反激式開關(guān)波形特性
圖 2 所示為以非連續(xù)模式 (DCM) 和邊界導(dǎo)通模式 (BCM) 運(yùn)行的反激式功率級(jí)（如圖 1 所示）的初級(jí)側(cè) MOSFET 和次級(jí)側(cè)整流二極管電壓波形[8]。圖 2a 突出顯示了 DCM 模式下的開關(guān)波形，其中初級(jí)側(cè) MOSFET 在開關(guān)節(jié)點(diǎn)諧振電壓擺幅的谷值附近導(dǎo)通。圖 2b 所示為 BCM 開關(guān)波形，其中準(zhǔn)諧振 MOSFET 在從二次側(cè)繞組電流衰減到零起約半個(gè)諧振周期延遲之后導(dǎo)通。在 DCM 和 BCM 模式下，初級(jí)側(cè) MOSFET 均在零電流時(shí)導(dǎo)通。
圖 2：以 DCM (a) 和 BCM (b) 模式運(yùn)行的反激式轉(zhuǎn)換器初級(jí)側(cè) MOSFET 和次級(jí)側(cè)二極管電壓波形；跨越初級(jí)側(cè)繞組的 DZ 電路可鉗位與漏電感相關(guān)的電壓尖峰
除了開關(guān)期間尖銳的電壓和電流邊沿，對(duì)于 EMI，電壓尖峰過沖以及隨后產(chǎn)生的振鈴特性尤為棘手。每次換向都會(huì)激勵(lì)開關(guān)與二極管寄生電容和變壓器漏電感之間的阻尼電壓和電流振蕩。圖 2 所示為 MOSFET 關(guān)斷時(shí)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓前沿尖峰和高頻振鈴。振鈴特性取決于與 MOSFET 輸出電容 (COSS) 諧振的初級(jí)側(cè)漏電感 (LLK-P) 以及變壓器初級(jí)側(cè)繞組電容 (CP)。類似地，二極管電壓振鈴取決于與二極管結(jié)電容 (CD) 諧振的二次側(cè)漏電感 (LLK-SEC) 及二次側(cè)繞組電容 (CS)。過沖和振鈴都會(huì)產(chǎn)生較高的瞬態(tài)電壓 (dv/dt)，因此任何至接地端的電容耦合都會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)生感應(yīng)位移電流和 CM 噪聲。
以連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 工作時(shí)，主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)反激二極管的反向恢復(fù)會(huì)產(chǎn)生額外的負(fù)面作用，使振鈴電壓升高并產(chǎn)生前沿尖峰電流，隨著恢復(fù)電流反映到初級(jí)側(cè)而流入初級(jí)側(cè) MOSFET。注意，反激式磁性元器件主要相當(dāng)于耦合電感，因?yàn)殡娏魍ǔ２粫?huì)同時(shí)流入初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組。只有在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間才能出現(xiàn)真正的變壓器行為[10]，此時(shí)電流同時(shí)流入初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組（漏電感中的電流逐漸增大）。
隔離式 DC/DC 反激式轉(zhuǎn)換器中的 CM EMI
圖 3 所示為反激式穩(wěn)壓器的原理圖，其中連接有用于測(cè)量 EMI 的線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò) (LISN)。紅色虛線表示穿過寄生電容到達(dá)接地端并返回到 LISN 的 CM 噪聲電流主要傳播路徑。電容 CZ 從初級(jí)側(cè)接地端 (PGND) 連接到次級(jí)側(cè)接地端 (SGND)，將次級(jí)側(cè)的 CM 電流分流回初級(jí)側(cè)，其作用是分流流經(jīng) CSE 并通過 LISN 返回的 CM 電流。
圖 3：雙線 DC-DC 反激式穩(wěn)壓器（輸入端連接有 LISN）的 CM 噪聲電流傳播路徑。同時(shí)，還顯示了初級(jí)側(cè)基準(zhǔn)的輔助輸出端
盡管初級(jí)側(cè) MOSFET 漏極端子的高轉(zhuǎn)換率電壓是主要的 CM 噪聲源，但變壓器及其寄生電容是傳導(dǎo) EMI 從初級(jí)側(cè)傳播到次級(jí)側(cè)的耦合通道，并且噪聲通過阻抗從輸出電路傳播到接地端。CM 電流主路徑（在圖 3 中由 ICM-SEC 表示）為，從變壓器的初級(jí)側(cè)流到次級(jí)側(cè)，并通過阻抗從輸出電路流到接地端。與非隔離轉(zhuǎn)換器類似，使用較小的開關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅面積，將 MOSFET 散熱器（如果需要）連接到 PGND，同時(shí)避免開關(guān)節(jié)點(diǎn)完全通過過孔連接到電路板底部[7]，這些措施都能消除從 MOSFET 漏極到接地端的耦合（在圖 3 中用 ICM-PRI 表示）。
對(duì)于此處所述的情況，與變壓器相關(guān)的以下三大考量因素適用。
首先，緊密耦合變壓器繞組可以最大限度地降低漏電感，從而實(shí)現(xiàn)高效率和高可靠性，同時(shí)降低開關(guān)電壓應(yīng)力。交錯(cuò)設(shè)計(jì)是降低漏電感和繞組交流電阻的常用技術(shù)，因此，繞組間電容會(huì)相對(duì)變大。此外，對(duì)于具有印刷電路板 (PCB) 嵌入式繞組的平面變壓器，由于各個(gè)層堆疊緊密，各層的表面積大，因此，繞組間電容比傳統(tǒng)的繞線型設(shè)計(jì)更高。在任何情況下，將脈沖噪聲電壓源施加到這種分布式寄生電容，都會(huì)產(chǎn)生相對(duì)高的位移電流。該電流從初級(jí)側(cè)繞組流向次級(jí)側(cè)繞組，然后返回到接地端，從而產(chǎn)生較大的 CM 噪聲[11]。
其次，與寄生繞組間電容諧振的漏電感可能導(dǎo)致測(cè)得的 EMI 頻譜中出現(xiàn)明顯的高頻 CM 噪聲峰值。
第三，由于磁芯材料介電常數(shù)較高，對(duì)電場(chǎng)的阻抗低，因此，由高 dv/dt 節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的雜散近電場(chǎng)很容易通過變壓器磁芯耦合。然而，如果將磁芯包上銅箔并將銅箔連接到 PGND，則磁芯與地之間的寄生電容 (CME) 會(huì)很小。
通常，反激式變壓器設(shè)計(jì)的優(yōu)化不僅關(guān)乎解決方案尺寸、外形、效率和熱性能，對(duì) CM 噪聲性能也有巨大影響。
CM 噪聲分析模型
圖 4a 所示為雙繞組變壓器，初級(jí)側(cè)端子和次級(jí)側(cè)端子分別由（A、B）和（C、D）表示。端子 A 根據(jù)輸入總線電容等效連接到 PGND，在 CM 噪聲分析的適用頻率下表現(xiàn)為有效短路。圖 4b 顯示的是變壓器的傳統(tǒng)靜電模型。從節(jié)能角度來看，可建立包含六個(gè)電容的雙繞組變壓器的寄生電容模型，其中包括四個(gè)繞組間電容（C1、C2、C3、C4）和兩個(gè)繞組內(nèi)電容（CP、CS）。
除了影響脈沖開關(guān)電壓波形的 dv/dt 之外，繞組內(nèi)電容不影響從初級(jí)側(cè)到次級(jí)側(cè)的位移電流。此六電容此模型不必要地提高了復(fù)雜性，并增大了變壓器等效電容的計(jì)算難度。但是，用等效噪聲電壓源代替非線性開關(guān)器件（根據(jù) CM 噪聲分析的替換定理[12]）時(shí)，會(huì)將一個(gè)獨(dú)立或非獨(dú)立的噪聲電壓源與變壓器繞組并聯(lián)，并且可以去除兩個(gè)繞組內(nèi)電容。繞組電容模型可簡(jiǎn)化為四個(gè)集總電容，如圖 4c 所示，圖中 vSW 和 vSW/NPS 分別是初級(jí)側(cè)繞組和次級(jí)側(cè)繞組上的開關(guān)電壓源。假設(shè)漏電感較低，則繞組電壓會(huì)如預(yù)期般根據(jù)變壓器匝數(shù)比 NPS 變化。
圖 4.(a) 用于 CM 噪聲分析的雙繞組變壓器；(b) 六電容 CM 模型；(c) 四電容 CM 模型。
最后，當(dāng)其中一個(gè)變壓器繞組等效連接到獨(dú)立電壓源（以替代非線性開關(guān)）時(shí)，兩個(gè)集總電容便足以表現(xiàn)出雙繞組變壓器繞組間寄生電容的特征。雙電容模型的推導(dǎo)與位移電流守恒原則一致[12,13]。如圖 5a 所示，可能的雙電容繞組電容模型總共有六種。圖 5b 顯示了其中一種可能的雙電容 CM 模型實(shí)現(xiàn)方案（使用電容 CAD 和 CBD）及其相應(yīng)的戴維寧等效電路。
圖 5：(a) 六種可能的雙電容 CM 模型；(b) 雙電容 CM 模型及其戴維寧等效電路
雙電容 CM 噪聲模型可靈活地用于不同的隔離型穩(wěn)壓器拓?fù)?，并有助于通過實(shí)驗(yàn)測(cè)量推導(dǎo)出變壓器集總電容模型[13]。CTOTAL 是用阻抗分析儀測(cè)得的變壓器結(jié)構(gòu)化繞組間電容，測(cè)量時(shí)將初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)端子短接，然后將變壓器用作單端口網(wǎng)絡(luò)。對(duì)初級(jí)側(cè)繞組端子（A、B）施加源阻抗為 50W 的開關(guān)頻率正弦激勵(lì)信號(hào)，并測(cè)量 VAD 與 VAB 的電壓比，可由公式 1 推導(dǎo)出 CBD：
顯然，該模型的優(yōu)點(diǎn)是通過簡(jiǎn)單的實(shí)驗(yàn)測(cè)量即可輕松推導(dǎo)出寄生電容，而無需了解變壓器結(jié)構(gòu)或電位沿繞組的分布情況[13]。
反激式穩(wěn)壓器 CM 噪聲模型
圖 6 所示為具有初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)、輔助和屏蔽繞組的反激式變壓器的 CM 模型（與圖 3 類似，但包含一個(gè)初級(jí)側(cè)接地屏蔽繞組）。NA 和 NSH 分別是初級(jí)側(cè)繞組與輔助繞組以及初級(jí)側(cè)繞組與屏蔽繞組的匝數(shù)比。對(duì)于初級(jí)側(cè)繞組與輔助繞組的耦合以及初級(jí)側(cè)繞組與屏蔽繞組的耦合，由于電流僅在初級(jí)側(cè)流動(dòng)，不會(huì)返回 LISN，因此對(duì)所測(cè)量的共模噪聲不產(chǎn)生影響，因此不考慮這些耦合。這樣，三個(gè) 4 電容電路便足以對(duì)初級(jí)側(cè)到次級(jí)側(cè)、輔助到次級(jí)側(cè)以及屏蔽到次級(jí)側(cè)繞組之間的耦合進(jìn)行建模。根據(jù)用作 CM 噪聲低阻抗的輸入電容，初級(jí)側(cè)繞組的端子 A 與 PGND 短接。
圖 6：(a) 多繞組反激式變壓器集總 CM 寄生電容模型；(b) 雙電容 CM 模型；(c) 戴維寧等效電路
根據(jù)前面的討論，只需要兩個(gè)獨(dú)立電容和一個(gè)電壓源即可描述 CM 特性，表達(dá)式已包括在圖 6 中。如前文所述，CTOTAL 是測(cè)得的短路初級(jí)側(cè)基準(zhǔn)繞組與短路次級(jí)側(cè)繞組之間的電容。
為建立圖 3 中反激式穩(wěn)壓器的 CM 噪聲模型，圖 7 中用方框突出表示了隨后替換為適當(dāng)雙電容 CM 變壓器模型的變壓器（包括初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)、輔助和屏蔽繞組）。根據(jù)替換定理，將電路中的非線性開關(guān)器件替換為時(shí)域電壓或電流波形與原始器件完全相同的電壓或電流源時(shí)，電路中的所有電壓和電流都不會(huì)發(fā)生變化。因此，電壓波形與 MOSFET 的漏源極電壓相同的電壓源 (VSW) 將代替 MOSFET。同樣，電流波形與二極管電流相同的電流源 (IDOUT 和 IDCL) 將代替兩個(gè)二極管。替代后，電路中的電壓和電流保持不變。
同時(shí)，輸入和輸出電容對(duì) CM 噪聲的阻抗非常小，因此可將其阻抗忽略。CM 扼流器串聯(lián)阻抗表示為 ZCM-CHOKE，25W 測(cè)量電阻反映了 LISN 的特征。最后，去除了對(duì)流經(jīng) LISN 的 CM 噪聲沒有顯著影響的寄生電容。圖 7a 呈現(xiàn)了應(yīng)用替換定理后反激式穩(wěn)壓器的 CM 噪聲模型[14]。
圖 7：(a) 基于替換定理的反激式電路模型；(b) 應(yīng)用疊加定理后反激式穩(wěn)壓器的最終 CM 模型
與電壓源并聯(lián)或與電流源串聯(lián)的元器件對(duì)網(wǎng)絡(luò)中的電壓或電流無影響，因此可以去除。疊加定理可幫助分別分析 IDCL、IDOUT 和 VSW 的作用。顯然，IDCL 和 IDOUT 已短路，不會(huì)產(chǎn)生 CM 噪聲。圖 7b 顯示的是最終 CM 模型，公式 2 可計(jì)算在 LISN 測(cè)得的 CM 噪聲電壓：
隨后，可以方便地應(yīng)用包含測(cè)得的 VSW 波形的電路仿真，對(duì) CM 噪聲以及各個(gè)元器件所產(chǎn)生的影響進(jìn)行分析。如果假設(shè)漏電感的阻抗遠(yuǎn)低于總寄生繞組電容 CTOTAL，則可以認(rèn)為該模型是準(zhǔn)確的。顯然，減小 CBD 和增大 ZCM-CHOKE 或 CZ 都會(huì)導(dǎo)致噪聲電壓降低。注意，如果根據(jù)公式 1 測(cè)得的 VAD 為零，則 CBD 實(shí)際上是零，基本上消除了通過變壓器的 CM 噪聲。這是非常方便的測(cè)試變壓器是否平衡的手段。
基于雙電容變壓器模型的 CM 噪聲模型的一般推導(dǎo)過程遵循以下六個(gè)步驟：
應(yīng)用替換定理，將非線性半導(dǎo)體器件替換為等效電壓源或電流源。替換的原則是，獲得易于分析的 CM 噪聲電路，同時(shí)避免電壓回路和電流節(jié)點(diǎn)。電壓源和電流源的時(shí)域波形應(yīng)與原始器件相同。輸入電容和輸出電容對(duì) CM 噪聲的阻抗非常小，因此視為短路。
如果將其中一個(gè)變壓器繞組與電壓源并聯(lián)，則將所有其他繞組替換為受控電壓源，因?yàn)槔@組電壓取決于變壓器匝數(shù)比。
去除所有與電壓源并聯(lián)或與電流源串聯(lián)的元器件，簡(jiǎn)化模型。
用圖 5a 中最能簡(jiǎn)化 CM 噪聲分析的其中一個(gè)雙電容模型替換原來的變壓器。
根據(jù)疊加定理，分析由所有電壓源和電流源產(chǎn)生的 CM 噪聲。
分析使用步驟 1 到 5 創(chuàng)建的電路，去除對(duì)流經(jīng) LISN 的 CM 噪聲無影響的寄生電容。根據(jù)所得的 CM 噪聲模型檢查 CM 噪聲電流。
總結(jié)
從 EMI 的角度來看，傳統(tǒng)的硬開關(guān)隔離式轉(zhuǎn)換器與非隔離式轉(zhuǎn)換器相比更具挑戰(zhàn)。近來，業(yè)界對(duì)于隔離式 DC-DC 穩(wěn)壓器中高頻變壓器的性能要求愈發(fā)嚴(yán)苛，尤其是在 EMI 方面。變壓器不斷變化的繞組間電容相當(dāng)于 CM 噪聲的關(guān)鍵耦合路徑。
所提出的變壓器雙電容模型應(yīng)用廣泛，使用簡(jiǎn)單，這是因?yàn)槠浼傠娙菘赏ㄟ^一種簡(jiǎn)單的測(cè)量方法輕松量化。在本 EMI 系列文章的下一部分，將采用該模型設(shè)計(jì)隔離型轉(zhuǎn)換器的 EMI 抑制技術(shù)并對(duì)其進(jìn)行表征，其中包括噪聲平衡及噪聲消除等內(nèi)容。
第 8 部分 — 隔離式 DC/DC 電路的共模噪聲抑制方法
業(yè)界對(duì)于隔離式 DC-DC 穩(wěn)壓器中高頻變壓器的性能要求愈發(fā)嚴(yán)苛，尤其是在抗電磁干擾 (EMI) 方面。在本系列文章的第 7 部分[1-7] 中，我們?cè)敿?xì)探討了隔離式反激穩(wěn)壓器中共模 (CM) 噪聲的主要來源和傳播路徑。
高瞬態(tài)電壓 (dv/dt) 開關(guān)節(jié)點(diǎn)是共模噪聲的主要來源，而變壓器的繞組間分布電容則是共模噪聲的主要耦合路徑。在第 7 部分中，我們?cè)诤?jiǎn)單方便的雙電容變壓器模型基礎(chǔ)上，采用共模噪聲等效電路來模擬流經(jīng)變壓器電容的位移電流。在此期間，僅需使用一個(gè)信號(hào)發(fā)生器和一個(gè)示波器即可提取寄生電容并確定變壓器共模噪聲性能的特征，而無需進(jìn)行在線測(cè)試。
在第 8 部分，我們將探討隔離式 DC/DC 電路的共模噪聲抑制方法。工作在高輸入電壓下的轉(zhuǎn)換器（例如，電動(dòng)汽車車載充電系統(tǒng)、數(shù)據(jù)中心電源系統(tǒng)和射頻功放電源中的相移式全橋轉(zhuǎn)換器[8] 和 LLC 串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器[9]）會(huì)產(chǎn)生較大的共模電流。在采用氮化鎵開關(guān)器件時(shí)，這種情況更為明顯，因?yàn)榇祟惼骷拈_關(guān)速度 dv/dt 高于硅材質(zhì)的同類器件。
對(duì)于隔離式設(shè)計(jì)，有多種抑制共模噪聲的方法，包括采用對(duì)稱的電路布局、在初級(jí)側(cè)接地端與次級(jí)側(cè)接地端之間連接一個(gè)電容、加入屏蔽層、增加平衡電容、優(yōu)化變壓器繞組設(shè)計(jì)以及使用可調(diào)節(jié)共模噪聲消除輔助繞組。本文將以反激電路為重點(diǎn)，逐一解讀這些方法。
對(duì)稱式電路設(shè)計(jì)
在對(duì)稱式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，與地之間形成互補(bǔ)電勢(shì)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)成對(duì)出現(xiàn)。如果關(guān)聯(lián)寄生電容相同，則產(chǎn)生的共模位移電流基本可以相互抵消。圖 1a 為雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器（例如德州儀器 (TI) 的 LM5015）的原理圖[10,11]。圖 1b 為采用分立式初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組的反激轉(zhuǎn)換器。這兩種轉(zhuǎn)換器的初級(jí)側(cè)電路均采用對(duì)稱式設(shè)計(jì)，具有異相電壓開關(guān)波形（SW1 和 SW2），可產(chǎn)生相反極性的共模電流，從而降低總共模噪聲。
圖 1：平衡繞組拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用對(duì)稱式初級(jí)側(cè)電路和等幅異相 dv/dt 開關(guān)波形，具有更低共模噪聲：(a) 雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器；(b) 采用分立式初級(jí)和次級(jí)繞組的反激轉(zhuǎn)換器
圖 1a 為雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，盡管這種結(jié)構(gòu)早已為人所熟知，但其在共模噪聲抑制方面的優(yōu)勢(shì)卻并未得到充分重視。圖 1b 為平衡繞組反激轉(zhuǎn)換器，其次級(jí)繞組同樣采用對(duì)稱式設(shè)計(jì)。分立式繞組通?？梢越诲e(cuò)纏繞，以降低漏電感。這種電路的主要缺點(diǎn)是需要一個(gè)以 SW2 為基準(zhǔn)點(diǎn)的浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)器。
對(duì)于單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器拓?fù)?，也可以采用類似的?duì)稱式平衡繞組設(shè)計(jì)，如圖 2 所示。改進(jìn)后的對(duì)稱電路需要額外增加一些元件，例如正激轉(zhuǎn)換器中的浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)器和 LLC 諧振電路中的附加開關(guān)，并且只有在變壓器的物理繞組結(jié)構(gòu)產(chǎn)生對(duì)稱的寄生電容時(shí)才會(huì)產(chǎn)生共模衰減的效果。因此通常情況下，需要采用其他方法來抑制共模噪聲，并使用傳統(tǒng)的隔離式拓?fù)潆娐贰?/span>
圖 2：對(duì)單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器 (a) 和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器 (b) 采用對(duì)稱式初級(jí)側(cè)繞組設(shè)計(jì)
在初級(jí)地與次級(jí)地之間連接一個(gè)電容
在三線 AC-DC 應(yīng)用中，通常會(huì)在 EMI 輸入濾波器中通過一個(gè) Y 電容將火線和零線連接到機(jī)箱地，用以衰減共模噪聲。但在雙線 DC-DC 系統(tǒng)中，由于沒有機(jī)箱地連接點(diǎn)，因此無法連接 Y 電容。在這類系統(tǒng)中，可以在初級(jí)側(cè)接地端 (P-GND) 與次級(jí)側(cè)接地端 (S-GND) 之間連接一個(gè)替代電容，將傳播到次級(jí)側(cè)的共模電流分流回初級(jí)側(cè)。
請(qǐng)參見第 7 部分圖 1 中的 CZ 電容。該元件是一種安全級(jí)電容，額定電壓為 1 kV 或更高，遠(yuǎn)高于所需的隔離電壓規(guī)格。然而這種電容一旦在故障狀況下出現(xiàn)短路，就會(huì)大大影響電流隔離效果。此外，如果 S-GND 連接的共模電壓擺幅相對(duì)于初級(jí)側(cè)過大（例如在高側(cè)柵極驅(qū)動(dòng)器偏置電源應(yīng)用中），電容傳導(dǎo)的電流就會(huì)過大。同時(shí)，如果 DC-DC 級(jí)的前端是一個(gè) AC-DC 前端整流器，則該電容可能會(huì)傳導(dǎo)工頻泄漏電流，這在實(shí)際應(yīng)用中可能是不允許的，也是受到監(jiān)管要求限制的[12-15]。
共模噪聲的平衡與消除方法
平衡方法分為變壓器內(nèi)部平衡和外部平衡，可以降低與變壓器繞組電容相關(guān)的共模噪聲。內(nèi)部平衡方法包括應(yīng)用屏蔽層[16-18]、優(yōu)化繞組設(shè)計(jì)以及使用噪聲消除繞組。而外部平衡方法最常見的是在所選初級(jí)和次級(jí)繞組端子之間加入一個(gè)平衡電容[12]。
屏蔽
屏蔽方法通過插入導(dǎo)線或金屬箔屏蔽層來降低流經(jīng)繞組間電容的位移電流，從而阻止變壓器初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組之間的近場(chǎng)耦合。
例如，圖 3a 是一個(gè)反激轉(zhuǎn)換器，其初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間加入了一個(gè)傳統(tǒng)的單匝金屬箔屏蔽繞組。圖 3b 是 RM 型磁芯的示意圖，磁芯配有帶氣隙的中柱和垂直放置的繞組。在這半個(gè)繞組窗口中，共有兩個(gè)串聯(lián)的初級(jí)層 (2 x 12T)、一個(gè)次級(jí)層 (1 x 8T) 和一個(gè)屏蔽層。繞組采用非交錯(cuò)式分層布局，分為 P1、P2、SH1 和 S1 四層。圖中還顯示了繞組層間寄生電容。
圖 3：(a) 反激轉(zhuǎn)換器，其初級(jí)層與次級(jí)層之間帶有傳統(tǒng)的金屬箔靜電屏蔽繞組，該屏蔽層連接到 P-GND；(b) 變壓器繞組窗口內(nèi)的繞組層結(jié)構(gòu)
在初級(jí)層 P2 與次級(jí)層 S1 之間，加入了一個(gè)單屏蔽層 SH1。該屏蔽層通常連接回初級(jí)側(cè)電路中的靜態(tài)電位點(diǎn)，例如圖 3 所示的本地 P-GND 或輸入電容的正極端子，即靜態(tài)交流節(jié)點(diǎn)。這樣可以阻止 P2 和 S1 之間的電耦合，并消除 P2 與 S1 之間的位移電流。
加入屏蔽層后，ipsh 將經(jīng)由屏蔽層返回 P-GND，而不是流經(jīng)輸出端而返回機(jī)箱地。但是，屏蔽層與相鄰次級(jí)繞組之間的電容依然存在。由于單匝屏蔽繞組與次級(jí)繞組的感應(yīng)電壓存在差異（單匝次級(jí)繞組除外），因此在屏蔽層與次級(jí)繞組之間必然存在共模電流?？筛挠幂o助繞組的抽頭來驅(qū)動(dòng)屏蔽繞組，使屏蔽繞組的平均電壓與次級(jí)繞組的平均電壓相符，以實(shí)現(xiàn)共模平衡[18]。
注意，由于磁芯采用高介電常數(shù)材料，圖 3 中 P1 層和 S1 層之間會(huì)存在耦合。所以，盡管單屏蔽層有助于減弱共模噪聲，但并不能徹底消除。此外，還有一個(gè)缺點(diǎn)是，隨著初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)間邊界數(shù)量的增加，需要的屏蔽層也越來越多。重要的是，屏蔽層會(huì)增大繞組之間的空間，從而導(dǎo)致漏電感增加。通常而言，應(yīng)盡可能減小銅箔屏蔽層的厚度，以減少因鄰近效應(yīng)引起的渦流損耗。在高開關(guān)頻率下，屏蔽層中的損耗會(huì)變得過大，而且屏蔽層也會(huì)使反射到開關(guān)節(jié)點(diǎn)的總寄生電容增大。
平衡電容的值與位置
圖 4a 為帶初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)和輔助變壓器繞組的反激轉(zhuǎn)換器的原理圖。NPS 和 NAUX 分別代表初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)繞組匝數(shù)比以及初級(jí)側(cè)與輔助繞組匝數(shù)比。對(duì)于初級(jí)側(cè)繞組與輔助繞組而言，由于電流僅在初級(jí)側(cè)流動(dòng)，對(duì)共模噪聲不產(chǎn)生影響，因此不考慮這兩者之間的耦合。在第 7 部分中我們?cè)懻撨^，通過兩個(gè) 4 電容電路即可對(duì)初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組之間以及輔助繞組與次級(jí)側(cè)繞組之間的耦合進(jìn)行建模（如圖 4b 所示）。
圖 4：(a) 帶輔助繞組的反激轉(zhuǎn)換器；(b) 三繞組反激變壓器的集總共模寄生電容模型；(c) 使用雙電容變壓器模型的共模噪聲等效電路
如果輸入電容對(duì)共模噪聲呈現(xiàn)低阻抗特性，則初級(jí)側(cè)繞組的端子 A 與 P-GND 之間短路?？梢允褂煤?jiǎn)化的雙電容變壓器模型，再以 ZSE 模擬 S-GND 與大地之間的電容耦合，最終的共模噪聲等效電路模型見圖 4c（有關(guān)更多相關(guān)信息和描述，請(qǐng)參見第 7 部分）。
公式 1 用于計(jì)算線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò) (LISN) 中的共模噪聲電壓。從中可以看出，降低電容 CBD 可以使噪聲電壓降低。
公式 2 是 CBD 的理論表達(dá)式，該值可使用第 7 部分介紹的方法基于公式 3 進(jìn)行計(jì)算：
可以通過增大公式 2 中各負(fù)項(xiàng)的值，將 CBD 平衡為零[13]。最簡(jiǎn)單的方法是在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)間變壓器端子 A 和 C 之間的 C3 上并聯(lián)一個(gè)電容。這一外部平衡電容的值為 CEXT = NPSCBD。
同樣，如果 CBD 為負(fù)值（VAD 和 VAB 電壓異相），則在端子 B 與 D 之間的 C4 上并聯(lián)一個(gè)等于 |CBD| 的平衡電容，可實(shí)現(xiàn)平衡。注意，根據(jù)公式 3，如果測(cè)得的 VAD 為零，則 CBD 也相當(dāng)于零，基本消除了通過變壓器的共模噪聲。這是非常方便的測(cè)試變壓器是否平衡的手段。
繞組設(shè)計(jì)
除了使用平衡電容外，還可以通過調(diào)整變壓器繞組層的位置，來優(yōu)化共模平衡。根據(jù)成對(duì)繞組層的設(shè)計(jì)理念[12-15]，變壓器初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的層具有相似的 dv/dt，因此，這些層的交錯(cuò)重疊不會(huì)產(chǎn)生共模噪聲。繞組間電容兩端的平均電壓具有相似的幅值和極性，也可以最大程度減小甚至消除流經(jīng)電容的共模電流。
一個(gè)最基本的原則就是，確保相鄰的初級(jí)側(cè)繞組層與次級(jí)側(cè)繞組層具有相似的電壓分布。如果繞組間寄生電容均勻分布于兩個(gè)成對(duì)繞組層之間，可以使電容的 dv/dt 保持為零，這樣便不會(huì)產(chǎn)生共模電流。
以圖 4a 的反激轉(zhuǎn)換器為例，其變壓器為交錯(cuò)式三繞組（初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)、輔助）變壓器。盡管交錯(cuò)式設(shè)計(jì)會(huì)增大繞組間電容，但出于降低漏電感和鄰近效應(yīng)損耗的考慮，必須采用這種設(shè)計(jì)。圖 5a 是反激變壓器的半個(gè)繞組窗口，該變壓器包含三個(gè)串聯(lián)初級(jí)層 (3 x 12T)、兩個(gè)并聯(lián)次級(jí)層 (2 x 9T) 和一個(gè)輔助/偏置繞組層 (1 x 15T)。
圖 5：(a) 采用夾層繞組層結(jié)構(gòu)的反激變壓器；(b) 繞組窗口內(nèi)各繞組層的電壓分布
圖 5b 為在電壓沿繞組線性分布情況下的繞組電壓分布圖。為最大程度降低共模噪聲，應(yīng)使初級(jí)側(cè)繞組層與次級(jí)側(cè)繞組層之間相鄰繞組層的平均電壓差達(dá)到最低。因此如圖 5a 所示，將交錯(cuò)繞組層的排列順序設(shè)計(jì)為 S1-P1-S2-AUX-P2-P3。
采用如圖 5a 所示的端子連接時(shí)，P1 與 S1 或 S2 之間的平均電壓差最低。如圖 5a 所示，P1 始于 VIN（靜態(tài)節(jié)點(diǎn)），與兩個(gè)并聯(lián)次級(jí)層 S1 和 S2 相鄰。與之類似，AUX 繞組與 S2 層相鄰，因?yàn)?AUX 與 S2 之間的電壓差小于 S2 與 P2 或 P3 之間的電壓差。由于 AUX 與 P2 繞組均位于初級(jí)側(cè)，因此兩者之間的電壓差不會(huì)產(chǎn)生共模噪聲。兩者之間的位移電流同樣在轉(zhuǎn)換器初級(jí)側(cè)流動(dòng)，不會(huì)被 LISN 視為 EMI。相反，如果采用 P1-S1-P2-S2-AUX-P3 這種完全交錯(cuò)的繞組結(jié)構(gòu)，由于 S1 與 P2 以及 P2 與 S2 這兩對(duì)繞組層之間的平均電壓差增大，共模噪聲將明顯增強(qiáng)。
可調(diào)節(jié)噪聲消除輔助繞組
圖 6 中的 AdjAUX 是一個(gè)可調(diào)節(jié)噪聲消除輔助繞組層，纏繞在次級(jí)層 S1 的外側(cè)，用以平衡繞組層內(nèi)未完全消除的共模噪聲[13,14]。AdjAUX 的一個(gè)端子連接到 P-GND，另一個(gè)端子處于懸浮狀態(tài)。
圖 6：(a) 在外層增加可調(diào)節(jié)輔助繞組用以消除共模噪聲的原理圖；(b)繞組排列情況；(c) 電壓和電流分布
由于 AdjAUX 與 S1 之間的電壓差為負(fù)值，因此位移共模電流從 S1 流向 AdjAUX 繞組，再流回初級(jí)側(cè)。由于 P1 與 S1、P1 與 S2 以及 AUX 與 S2 層之間的電壓差為正值（本例中 P1 和 AUX 的匝數(shù)多于 S1 和 S2 的匝數(shù)），因此這樣有助于消除從 P1 流向 S1 和 S2 以及從 AUX 流向 S2 的位移共模電流。如圖 6b 所示，AdjAUX 繞組位于變壓器繞組的外層，因此可以方便地通過調(diào)整匝數(shù)來有效消除噪聲。
如圖 6c 所示，當(dāng) AdjAUX 繞組始于繞組窗口的頂部時(shí)，AdjAUX 與 S1 層之間的電壓差最大，需要較少匝數(shù)來達(dá)到消除噪聲的效果，而如果 AdjAUX 繞組位于窗口底部，則需要的匝數(shù)就會(huì)更多。
由于 AdjAUX 繞組不靠近氣隙，會(huì)產(chǎn)生零磁場(chǎng)，因而沒有渦流功率損耗。這樣，變壓器交流繞組損耗低于采用傳統(tǒng)屏蔽層時(shí)的損耗。同時(shí)，由于繞組層之間沒有屏蔽層，繞組間的互耦增高，使得漏電感降低[18]。最后，可以結(jié)合第 7 部分介紹的變壓器平衡檢測(cè)技術(shù)，來方便地設(shè)計(jì) AdjAUX 繞組層，無需任何在線測(cè)試。
總結(jié)
共模噪聲是高頻隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中需要重點(diǎn)關(guān)注的問題。為了提高功率密度，設(shè)計(jì)師們往往會(huì)考慮增大開關(guān)頻率。而隨著開關(guān)頻率的增大，初級(jí)側(cè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的高 dv/dt 以及通過變壓器繞組間電容的相關(guān)共模干擾已經(jīng)給系統(tǒng)帶來不利影響。要降低共模噪聲，可以采用對(duì)稱式拓?fù)湓O(shè)計(jì)、加入屏蔽層以及平衡電容等方法。在進(jìn)行繞組設(shè)計(jì)時(shí)，也可以通過正確布置變壓器層以及在繞組層端子與電路節(jié)點(diǎn)間選擇最優(yōu)的連接，來達(dá)到降噪的目的。此外，在變壓器外側(cè)纏繞輔助的噪聲消除繞組也可以平衡共模噪聲。對(duì)于某些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以單獨(dú)這些方法，而為了滿足規(guī)范要求并解決復(fù)雜的共模噪聲問題，也可以發(fā)揮這些方法的組合優(yōu)勢(shì)，以達(dá)到提高降噪效果的目的。
第 9 部分 — 擴(kuò)頻調(diào)制
削弱電磁干擾 (EMI) 是所有電子系統(tǒng)中存在的問題。許多規(guī)范將電磁兼容性 (EMC) 與適應(yīng)規(guī)定屏蔽下干擾功率譜級(jí)的能力相關(guān)聯(lián)，恰恰證明了這一點(diǎn) [1]。尤其是高頻開關(guān) DC/DC 轉(zhuǎn)換器，開關(guān)換向過程中存在的高轉(zhuǎn)換率電壓和電流可能在穩(wěn)壓器自身（EMI 源）以及附近的敏感電路（受 EMI 干擾的設(shè)備）中產(chǎn)生嚴(yán)重的傳導(dǎo)和輻射干擾。本系列文章 [1-8] 的第 5 部分和第 6 部分回顧了多種適用于非隔離穩(wěn)壓器設(shè)計(jì)的 EMI 抑制技術(shù)。第 7 部分和第 8 部分回顧了隔離設(shè)計(jì)中的共模 (CM) 噪聲及其抑制技術(shù)。
一般而言，遵守電磁標(biāo)準(zhǔn)對(duì)于開關(guān)電源愈發(fā)重要，這不僅局限于總光譜能量過大，更多的原因是能量集中在基本開關(guān)頻率及其諧波的特定窄帶中。為此，第 9 部分提出通過擴(kuò)頻調(diào)頻 (SSFM) 技術(shù)將頻譜能量分配到頻譜中，使基波和諧波噪聲峰值幅值變得平整。圖 1 所示的擴(kuò)頻效應(yīng)可作為本系列文章前幾部分中介紹的 EMI 抑制技術(shù)的補(bǔ)充降噪方法。
圖 1：擴(kuò)頻效應(yīng)
擴(kuò)頻調(diào)制
本系列文章第 5 部分和第 6 部分中探討的 EMI 抑制技術(shù)重點(diǎn)關(guān)注減小天線因子，實(shí)現(xiàn)方式為謹(jǐn)慎使用高轉(zhuǎn)換率電流 (di/dt) 回路布局以及采用適當(dāng)?shù)木彌_電路和柵極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)來避免劇烈的瞬態(tài)電壓 (dv/dt)。這些方法通過降低總功率來調(diào)整傳導(dǎo)噪聲和/或輻射噪聲功率頻譜的形狀，主要對(duì)高頻有效，對(duì)于低頻的作用效果可能較為有限。
相反，1992 年首次針對(duì) DC/DC 轉(zhuǎn)換器提出的擴(kuò)頻調(diào)制（也稱為抖動(dòng)）[9] 希望在不影響總噪聲功率的前提下針對(duì)傳導(dǎo)和輻射干擾功率譜的形狀進(jìn)行調(diào)整。通過在時(shí)域中對(duì)基準(zhǔn)時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行頻率調(diào)制 (FM)，會(huì)根據(jù)調(diào)制信號(hào)在頻域中對(duì)基波和諧波分量進(jìn)行掃頻 [9-14]。如圖 1 所示，每個(gè)諧波均轉(zhuǎn)化為若干個(gè)幅值較小的邊帶諧波。噪聲頻譜從大頻譜峰值集中在開關(guān)頻率及其諧波處的一系列頻譜變?yōu)楦悠骄?、峰值更小并且更加連續(xù)的頻譜。
從實(shí)際 EMC 的角度來看，當(dāng)窄帶 EMI 源的信號(hào)頻率與受 EMI 干擾的敏感頻率范圍相匹配時(shí)，可在給定時(shí)間窗口內(nèi)傳輸大量功率，受 EMI 干擾的設(shè)備受到干擾或發(fā)生故障的概率隨之增大。如果將 EMI 源信號(hào)擴(kuò)展到大于受 EMI 干擾設(shè)備的敏感帶寬，耦合到受干擾設(shè)備的噪聲功率隨之減小，從整體改善 EMI 性能和可靠性。
周期性調(diào)制函數(shù)
周期性擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)的主要作用是將各諧波擴(kuò)展到預(yù)設(shè)頻段，降低峰值幅值并減弱 EMI 水平。在這一背景下，公式 1 提供了通過擴(kuò)頻調(diào)制對(duì)正弦載波進(jìn)行調(diào)頻的一般分析表達(dá)式：
其中 A 是未調(diào)制信號(hào)的幅值，fc 為載波頻率，Δf 是頻率偏差。
歸一化周期調(diào)試函數(shù)為 ξ(t)，反映了擴(kuò)頻的頻率變化。表 1 列出了正弦波、三角波和指數(shù)（也稱為三次方或“好時(shí)之吻”）調(diào)制曲線 [10] 的數(shù)學(xué)表達(dá)式。其中，kT 是三角波曲線的對(duì)稱指數(shù)，取值范圍為 0 到 1，p 用于指定指數(shù)曲線的凹度系數(shù)。如果 kT 為 0.5，則三角波曲線具有對(duì)稱的三角形圖案。
表 1：正弦波、三角波和指數(shù)調(diào)制曲線，其中 fm 和 Tm 分別為調(diào)制信號(hào)頻率和周期
圖 2 所示為采用 10kHz 調(diào)制頻率的正弦波、三角波和指數(shù)調(diào)制信號(hào)。圖中還可以看出，通過調(diào)制 100kHz 正弦載波信號(hào)得出的相應(yīng)擴(kuò)頻結(jié)果與公式 1 一致。每個(gè)圖象的頂部均指出明顯的瞬時(shí)載波工作頻率。
圖 2：fc = 100 kHz、Df = 50 kHz、fm = 10 kHz、kT = 0.5 和 p = 70 kHz 時(shí)的正弦波 (a)；三角波 (b) 和指數(shù) (c) 調(diào)制曲線
其它相關(guān)項(xiàng)分別為公式 2 和 3 得出的調(diào)制系數(shù)與調(diào)制比：
s(t) 的總功率等于 A2 / 2。根據(jù)卡森帶寬規(guī)則，總功率使用擴(kuò)頻技術(shù)分配，即擴(kuò)頻后的能量有 98% 包含在公式 4 中給出的帶寬 B 中（請(qǐng)參見圖 1）：
對(duì)于更為復(fù)雜的波形，比如開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形或 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的輸入電流波形，更改瞬時(shí)頻率相當(dāng)于對(duì)傅里葉級(jí)數(shù)展開的每個(gè)構(gòu)成諧波應(yīng)用公式 1。唯一的區(qū)別在于會(huì)將第 n 次諧波在 n 倍卡森帶寬（由公式 5 得出）的帶寬范圍內(nèi)進(jìn)行擴(kuò)頻。
s(t) 頻譜的實(shí)際形狀由 Df 和 ξ(t) 決定。如果 ξ(t) 是周期為 Tm 的周期函數(shù)，則 s(t) 的頻譜呈離散狀態(tài)，這意味著可將信號(hào)分解為一系列頻率為 fc ± k/Tm 的正弦音調(diào)，每個(gè)信號(hào)的幅值為 Ak。可通過貝塞爾函數(shù)計(jì)算正弦調(diào)制的 Ak [9，10]，而三角波調(diào)制的頻譜形狀已通過 Matlab 仿真進(jìn)行評(píng)估 [11]。
真正連續(xù)的功率頻譜只能通過非周期調(diào)制函數(shù)獲得（如使用混沌序列發(fā)生器或隨機(jī)序列發(fā)生器獲得），并通過功率頻譜密度進(jìn)行描述。與周期擴(kuò)頻技術(shù)相反，非周期調(diào)制測(cè)得的頻譜形狀與測(cè)量?jī)x器的分辨率帶寬 (RBW) 設(shè)置無關(guān) [15，16]。下一節(jié)將探討 RBW 對(duì)于 EMI 測(cè)量的影響。
雖然正弦擴(kuò)頻技術(shù)更易于分析和實(shí)現(xiàn)，但無法獲得最佳頻譜形狀并且諧波衰減未達(dá)到最大程度。如圖 3 所示，調(diào)制波形頻譜中的能量趨向于集中在調(diào)制波形中時(shí)間導(dǎo)數(shù)較小、靠近正弦波形波峰和波谷的各點(diǎn)對(duì)應(yīng)的頻率。另一方面，指數(shù)調(diào)制函數(shù)具有最平坦的頻譜，可針對(duì)靠近卡森帶寬兩端出現(xiàn)的二階效應(yīng)而產(chǎn)生的峰值進(jìn)行補(bǔ)償，進(jìn)一步減小 EMI。然而，指數(shù)波形在實(shí)踐中難以實(shí)現(xiàn)，通常需要復(fù)雜的失真電路或查詢表。
圖 3：正弦波 (a)、三角波 (b) 和指數(shù) (c) 調(diào)制曲線及頻域特性
線性三角形調(diào)制代表圖 3 所示的調(diào)制曲線之間已達(dá)到良好的折中，很容易在模擬和數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)。通過選擇經(jīng)過優(yōu)化并且正確定義的三角波驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率，最大限度地降低測(cè)得的 EMI 頻譜的峰值，可以為汽車等大批量、成本優(yōu)化型應(yīng)用提供穩(wěn)健的設(shè)計(jì)。
通過擴(kuò)頻優(yōu)化 EMI 抑制
國際規(guī)定要求使用 EMI 接收器進(jìn)行測(cè)量。EMI 接收器的本質(zhì)是額外配備一些輸入濾波器的模擬頻譜分析儀。鑒于測(cè)量 EMI 的超外差頻譜分析儀的復(fù)雜性 [16]（特別是解調(diào)包絡(luò)檢波器和峰值/準(zhǔn)峰值/平均值檢波器的非線性），[11] 中的研究人員使用 EMI 接收器的 Matlab 模型，通過基于三角波調(diào)制的擴(kuò)頻技術(shù)計(jì)算降低的 EMI，從而得出三角波擴(kuò)頻的優(yōu)化曲線。舉例來說，圖 4 提供的噪聲級(jí)下降曲線基于多個(gè)頻率偏差值 Df，均為 EMI 接收器 RBW 設(shè)置的倍數(shù)。請(qǐng)注意，如果 m 超出某一特定值，EMI 抑制性能隨之下降。
圖 4：與不同 RBW/Df 比的 EMI 接收器響應(yīng)相一致的三角波調(diào)制功率頻譜噪聲級(jí)下降，其中固定 Df 并改變 fm 時(shí)，調(diào)制系數(shù)會(huì)發(fā)生變化。0dB 基準(zhǔn)是未調(diào)制的情況
選擇調(diào)制擴(kuò)頻參數(shù) Df 和 fm 時(shí)，需要在兩方面進(jìn)行權(quán)衡。首先，Df 應(yīng)足夠大，減小 EMI 測(cè)量值并降低易受 EMI 影響的設(shè)備所受的干擾。例如，為了避免在 AM 無線頻段內(nèi)產(chǎn)生干擾，汽車 DC/DC 穩(wěn)壓器通常使用外部電阻將自由運(yùn)行的開關(guān)頻率設(shè)置為 2.1 MHz（容差為 5%-10%）。為了在 1.6 MHz 的最大 AM 頻段中以足夠的裕度運(yùn)行，合理的方法是在 100kHz 至 150kHz 的范圍內(nèi)使用 Df 進(jìn)行中心擴(kuò)頻調(diào)制，可避免對(duì)穩(wěn)壓器輸出電壓紋波幅值和效率性能造成過大干擾。
確定 Df 后，優(yōu)化 EMI 性能的附加自由度取決于所選調(diào)制頻率。根據(jù)圖 4，調(diào)制系數(shù) m 應(yīng)具備一個(gè)適宜的中間值，大到可提供 EMI 衰減，同時(shí)小到 RBW 帶通濾波器的時(shí)域效應(yīng)不適用。具體而言，如果 fm 過低，瞬時(shí)干擾信號(hào)頻率處于 RBW 濾波器響應(yīng)時(shí)間內(nèi)的時(shí)間間隔會(huì)增大。信號(hào)長(zhǎng)時(shí)間以未調(diào)制狀態(tài)出現(xiàn)在測(cè)量窗口中，可以有效測(cè)量未調(diào)制信號(hào)的幅值。這種短期時(shí)域效應(yīng)同樣應(yīng)用于易受 EMI 干擾的電路及其敏感頻段。
因此，在規(guī)定頻率范圍內(nèi)使用指定 EMI 測(cè)量設(shè)置時(shí)，為了正確估計(jì)擴(kuò)頻技術(shù)的影響，務(wù)必考慮時(shí)域特性。例如，針對(duì)汽車應(yīng)用的國際無線電干擾特別委員會(huì) (CISPR) 25 等規(guī)定要求，在 150kHz 至 30MHz 以及 30MHz 至 1GHz 的頻段進(jìn)行測(cè)量時(shí)，RBW 設(shè)置應(yīng)分別為 9kHz 和 120kHz。按照經(jīng)驗(yàn)法則，如果將 fm 設(shè)置為與要求的 RBW 相近，則 EMI 接收器能夠獨(dú)立測(cè)量各個(gè)邊帶諧波，使測(cè)量結(jié)果與預(yù)期計(jì)算值相符。
實(shí)踐案例研究
圖 5 為使用兩個(gè)雙相可堆疊控制器的四相同步降壓穩(wěn)壓器電路 [17] 示意圖?？刂破鞑捎枚喾N功能降低 EMI，包括恒定開關(guān)頻率操作、外部時(shí)鐘同步以及通過分離各電源開關(guān)的柵極驅(qū)動(dòng)輸出實(shí)現(xiàn)開關(guān)節(jié)點(diǎn)整形（轉(zhuǎn)換率控制）。
控制器工作時(shí)使用的電阻可調(diào)節(jié)開關(guān)頻率高達(dá) 2.2MHz，進(jìn)行外部同步后可達(dá) 2.5MHz。SSFM 可通過以下三種方法進(jìn)行配置：
使用控制器的外部同步 (SYNCIN) 輸入，施加采用所需調(diào)制技術(shù)的頻率信號(hào)。
通過電阻將調(diào)制信號(hào)與 RT 引腳耦合。
使用 DITH 引腳上的電容設(shè)置調(diào)制頻率，然后使用內(nèi)置的 ±5% 三角波擴(kuò)頻（抖動(dòng)）函數(shù)。
圖 5：采用三角波擴(kuò)頻調(diào)制的四相同步降壓穩(wěn)壓器示意圖
給定的標(biāo)稱開關(guān)頻率為 2.1MHz，使用集成擴(kuò)頻功能時(shí)的頻率偏差 Δf 為 5% 或 105 kHz。EMI 接收器使用頻率為 9kHz 的 RBW 濾波器，在 150kHz 至 30MHz 的范圍內(nèi)進(jìn)行測(cè)量。頻譜分析儀中的 EMI 濾波器帶寬通常設(shè)定為 -6dB、具有四極并且波形接近高斯形狀 [16]，因此應(yīng)用校正因數(shù)后，9kHz RBW 濾波器的 -3dB 有效帶寬認(rèn)定為約 6kHz?；谂c圖 4 相似的優(yōu)化曲線，使用公式 5 計(jì)算歸一化分辨率，可得出優(yōu)化的調(diào)制系數(shù)約為 10：
此后，通過公式 6 推導(dǎo)出所需的調(diào)制頻率：
圖 6 顯示的是啟用和禁用擴(kuò)頻后的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形（使用圖 5 中的穩(wěn)壓器測(cè)量）。圖 6b 中的波形范圍恒定不變，展示開關(guān)頻率的變化情況。
圖 6：禁用 (a) 和啟用 (b) 擴(kuò)頻后的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形 (VIN = 13.5 V，VOUT = 5 V，IOUT = 20 A)
圖 7 所示為在 10 kHz 處設(shè)置三角波調(diào)制后，在 150kHz 至 30MHz 的范圍內(nèi)測(cè)得的圖 5 中穩(wěn)壓器的傳導(dǎo)輻射。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測(cè)器掃描結(jié)果的峰值和平均值分別以黃色和藍(lán)色表示。測(cè)量結(jié)果符合 CISPR 25 5 類 的要求。紅色的限值線對(duì)應(yīng) CISPR 25 5 類的峰值限值和平均限值（峰值限值通常比平均限值高出 20dB）。
圖 8：禁用 (a) 和啟用 (b) 擴(kuò)頻后，CISPR 25 5 類的傳導(dǎo)輻射結(jié)果（150kHz 至 30MHz）
總結(jié)
對(duì)于較為擁擠的電磁波譜，開關(guān)電源是導(dǎo)致電磁環(huán)境惡化的關(guān)鍵因素。擴(kuò)頻技術(shù)改變傳導(dǎo)和輻射干擾功率譜的形狀，降低峰值輻射水平，從而符合國際 EMC 規(guī)定的要求。選用經(jīng)過優(yōu)化的調(diào)制頻率可實(shí)現(xiàn)一種系統(tǒng)級(jí)解決方案，其封裝和體積更小，同時(shí)降低固有成本并提升功率密度。
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