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1. 阻抗突變與信號反射

問題：高速信號線依賴精確的阻抗控制（如50Ω或100Ω差分）。鄰近鋪銅會改變信號線與參考平面（如地平面）的耦合關(guān)系，導致特性阻抗偏離設(shè)計值。

 

后果：阻抗不連續(xù)會引發(fā)信號反射，造成過沖、振鈴等問題，嚴重時導致邏輯錯誤。

 

2. 寄生電容影響高頻性能

問題：鋪銅與高速線之間會形成寄生電容（尤其是平行鋪銅時），電容值與間距成反比。

 

后果：高頻信號邊沿（上升/下降時間）被減緩，可能導致時序錯亂。信號帶寬受限，影響高速數(shù)據(jù)傳輸（如PCIe、DDR等）。

 

本質(zhì)在于：原本是“帶狀線”，或者“微帶線”，但是你把旁邊鋪上銅了之后，他就變了，變成了“共面波導”。

 

三種傳輸線結(jié)構(gòu)：帶狀線、微帶線和共面波導。帶狀線是嵌入在兩個參考平面之間的信號線，而微帶線則是在介質(zhì)基板表面，只有一個參考平面。共面波導則是信號線兩側(cè)和下方都有接地銅皮的結(jié)構(gòu)，通常設(shè)計用于特定阻抗匹配。

 

 

共面波導（Coplanar Waveguide, CPW）阻抗計算

 

有部分PCB板厚較厚，層數(shù)較少，利用上述方法沒有辦法計算出阻抗線的具體參數(shù)，這個時候就要考慮共面波導模型，這種模型是信號線參考其旁邊的地線做阻抗，一般在雙面板的場合用的比較多。

 

（1）單端50歐姆，選用Coated Coplanar Strips With Ground 1B模型，其阻抗計算方法如圖所示，計算結(jié)構(gòu)為阻抗線寬14mil，阻抗線到地線的距離4mil，地線的寬度為20mil。

 

 

 50歐姆共面波導阻抗模型計算

 

（2）差分100歐姆，選用 Diff Coated Coplanar Strips With Ground 1B，其阻抗計算方法如圖所示，計算結(jié)果為100歐姆差分線寬線距為6/5mil，差分線到地線的距離為7mil，地線線寬為20mil。

 

 

 100歐姆差分共面波導阻抗模型計算

 

（3）共面波導阻抗計算參數(shù)說明：

 

1.H1是阻抗線到最近參考層的介質(zhì)厚度；

 

2.G1和G2是伴隨地的寬度，一般是越大越好；

 

3.D1是到伴隨地之間的間距。

 

共面波導（Coplanar Waveguide, CPW）

 

結(jié)構(gòu)：信號線與兩側(cè)及下方的接地銅皮共面，形成“信號-地-地”的橫向耦合。

 

電場分布：電場主要集中在信號線與兩側(cè)地銅皮之間，縱向耦合較弱。

 

阻抗特性：由信號線寬度（W）、與地銅皮間距（G）、介質(zhì)厚度（H）共同決定，公式更復雜（需數(shù)值求解或查表）。

 

當在帶狀線或微帶線旁鋪銅時，無意中引入了額外的共面地結(jié)構(gòu)，導致實際傳輸線類型變?yōu)榛旌夏Ｊ剑ㄈ?ldquo;CPW+微帶”或“CPW+帶狀線”），其阻抗特性與原始設(shè)計嚴重偏離。

 

阻抗失配：

例如，原設(shè)計為50Ω微帶線（W=0.2mm, H=0.2mm, ε?=4.3），若兩側(cè)鋪銅（G=0.1mm），可能變?yōu)镃PW結(jié)構(gòu)，實際阻抗可能驟降至30Ω以下。

 

電磁場畸變：

原微帶線的場分布以垂直方向為主，變?yōu)镃PW后場分布轉(zhuǎn)為水平方向，加劇與鄰近線路的串擾。

 

回流路徑混亂：

在CPW結(jié)構(gòu)中，回流電流可能通過兩側(cè)銅皮而非下方地平面，導致高頻信號環(huán)路電感增大。

 

在高速PCB設(shè)計中，“鋪銅導致傳輸線類型突變”的本質(zhì)是電磁場分布和阻抗控制機制的改變。設(shè)計師需：

 

警惕無意識的共面波導化，通過規(guī)則約束和仿真規(guī)避風險；

 

在特定場景下，可主動采用CPW結(jié)構(gòu)優(yōu)化性能，但需精準建模。例如線寬不得不變寬（例如焊盤），則兩邊鋪銅，來優(yōu)化阻抗連續(xù)。

有的設(shè)計為了做高速線之間隔離，加了地線及地孔，反而把微帶線變成了“共面波導”，并且間距沒有控制好，造成阻抗不連續(xù)，適得其反。