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嘉峪檢測網(wǎng) 2025-05-05 14:35
一、引言
獨學(xué)而無友，則孤陋而寡聞。EMC是一個綜合性學(xué)科，其涉及的知識面縱、廣、深，僅僅靠公司內(nèi)部團隊的封閉式的項目交流，團隊能力很難達(dá)到更高的level，也會阻礙EMC工程師們成長。目前很多企業(yè)中EMC工程師都處于疲于奔命的項目交付上，很難靜下心來與公司團隊外的大牛們進行溝通交流，使得EMC工程師只具備應(yīng)付項目的能力，而缺乏了第一性原理的分析。
二、概述
PWM控制型IGBT工作在斬波模式，使得IGBT本身自帶干擾源屬性，自擾與互擾系統(tǒng)中的其他設(shè)備。隨著近幾年功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展，像SIC、GAN等半導(dǎo)體器件的出現(xiàn)，提升開關(guān)速率降低了損耗，但卻帶來了EMI的巨大挑戰(zhàn)。以三相AC380V輸入驅(qū)動器的輕載低頻運行為例，其整流母線電壓為DC513V左右，Vce的turn on/off時間達(dá)到了ns級，產(chǎn)生dv/dt約為幾KV/us ~幾十KV/us，dv/dt在回路中產(chǎn)生的共模噪聲電流為幾十A甚至100A以上，嚴(yán)重干擾周圍設(shè)備，僅從路徑上去抑制，需要付出巨大的濾波成本，所以IGBT的EMI抑制一直是業(yè)界的關(guān)注點。
1. 驅(qū)動器共模噪聲的回路示意圖
參見圖1
圖1 干擾路徑示意圖
圖2 Cm測量示意圖
濾波電容:X電容Cx和Y電容Cy；
分布電容：以電機繞組與機殼地分布電容Cm為主，其他分布電容未畫出。
共模噪聲電流：Icm。
2. 驅(qū)動器噪聲電流及場強估算
示例：Cx=1uf，Cy=0.1uf，Cm=10nf，Vdc=500V，Tr=50ns，電機線長度1m。
1） Icm估算
Icm = C回路*dV/dt
= 100A;
注：上式中C回路 ≈ Cm。
圖3 Icm電流波形示意圖
2） 3m遠(yuǎn)處共模輻射場強估算
≈90dB（uv/m）
其中 ：
E:電場強度(V/m)
f :電流的頻率(MHz)
L:電纜的長度(m)
I :電流的強度(mA)
r :測試點到電流環(huán)路的距離(m)
由估算結(jié)果可知，共模電流峰值達(dá)到了百安級，3m遠(yuǎn)處電場強度達(dá)到了90dB，在產(chǎn)品認(rèn)證及實際應(yīng)用中需要付出更多的抑制代價。
三、原理分析
1. 驅(qū)動器共模噪聲機理分析[1-3]
（a） 共模電壓等效簡化電路
（b） Vcm共模電壓波形示意圖
圖4 共模噪聲機理分析
三相PWM脈沖之和不為0而形成的四電平階梯波是產(chǎn)生驅(qū)動器共模干擾的本質(zhì)原因。共模電壓：圖片 。
2. IGBT的Vce頻譜特性
驅(qū)動器IGBT的Vce波形與頻譜特性參見圖5。
（a）Vce梯形波 （b）梯形波頻譜
圖5Vce梯形波頻譜示意圖
改變Vce的高頻部分的頻譜特性有二種方法：
1） 改變幅值（圖5：B→A，使得f3→f1偏移），示例圖6[3]；
圖6 幅值對頻譜的影響
2） 改變turn on/off時間(圖5：1/πtr→1/πtr1，使得 f1→f2偏移)，示例圖7[3]；
圖7 tr時間對頻譜的影響
在實際應(yīng)用中很難去改變幅值，所以把改變Vce頻率特性的重任交給了turn on/off時間（也就是改變Vce的dv/dt）。
3. Vce的dv/dt研究現(xiàn)狀
dv/dt設(shè)計離不開驅(qū)動電路，近些年圍繞著驅(qū)動電路的研究進行簡述說明：
1） 有源門極控制型驅(qū)動電路，參見圖8[4]。
圖8 有源驅(qū)動電路示意圖
有源驅(qū)動型在實際應(yīng)用中turn on/off時間過長，改善了EMI的同時增大了損耗；
2） 高斯波控制型驅(qū)動電路，參見圖9[5]。
圖9 Gaussian S-shaping驅(qū)動電路示意圖
高斯波控制使得Vce的turn on/off邊沿高斯化，改善了EMI并權(quán)衡了損耗，但使得Vce波形階梯式變化且控制較復(fù)雜。
3） 驅(qū)動電路中各參數(shù)對dv/dt及EMI的影響，參見圖10[6]。
圖10 電阻電感驅(qū)動電路示意圖
僅分析驅(qū)動電路電感和電阻參數(shù)對dv/dt的影響，沒有從dv/dt動態(tài)調(diào)整角度進行說明；
4） 可調(diào)驅(qū)動電阻型驅(qū)動電路，參見圖11[7],。
圖11 可調(diào)驅(qū)動電阻的驅(qū)動電路示意圖
可調(diào)驅(qū)動電阻電路通過采集管電壓和管電流波形來實時調(diào)節(jié)驅(qū)動電阻，可獲得較好的動態(tài)調(diào)節(jié)，但電流變化采集用電感的加入，會引入諧振風(fēng)險；
5） dv/dt驅(qū)動周期變化規(guī)律, 參見圖12[1]。
圖12 輸出電流一個周期內(nèi)的dv/dt變化
對dv/dt與輸出電流的周期性變化進行了測試說明，但沒有進行動態(tài)調(diào)節(jié)方法的說明。
4. dv/dt與損耗的分析
IGBT模塊的turn on與turn off計算方法相同，圖13給出了開關(guān)瞬態(tài)電壓、電流波形及turn on過程的損耗計算公式[8]。
圖13 開關(guān)損耗示意圖
為直觀說明損耗與dv/dt關(guān)系，參見圖14[1]。
圖14 損耗與dv/dt關(guān)系
在實際產(chǎn)品設(shè)計中要權(quán)衡dv/dt與損耗的關(guān)系，驅(qū)動參數(shù)越大，turn on/off時間越長，帶來損耗越大需要更大的散熱成本。
四、dv/dt與EMI和開關(guān)損耗優(yōu)化設(shè)計的新方法探討
通過文獻[1]和文獻[7]對dv/dt與EMI研究的基礎(chǔ)上，針對Vce邊沿交錯控制與dv/dt在線調(diào)整方法的分析說明，詳細(xì)如下。
1. 運行過程中的dv/dt特性分析
1）波形邊沿疊加特性
驅(qū)動器類IGBT控制方式有無PG V/f 控制、帶PG V/f控制、無PG矢量控制、帶PG矢量控制等等不同的控制方式和術(shù)語描述，總結(jié)來說為三大類：VF、開環(huán)矢量、閉環(huán)矢量控制。不同的控制方式發(fā)波方式會有所差別。同時抓取上橋T1、T3、T5的Vce波形，來綜合說明驅(qū)動器運行過程中的Vce的發(fā)波模式，參見圖15。
圖15 發(fā)波模式示意圖
模式1：剛啟動或0HZ運行時，三個管子的邊沿（上升沿或下降沿）重疊在一起。
模式2：隨著運行頻率的增加，三個管子波形逐漸錯開，兩個管子的邊沿（上升沿或下降沿）重疊在一起。
模式3：速度穩(wěn)定時，三個管子邊沿交錯開，無疊加出現(xiàn)；
VF模式控制：模式1和模式2；
其他模式控制：模式2和模式3。
◆干擾影響分析
干擾電流峰值：把單管噪聲電流記為Icm=C回路*dV/dt，所以，模式1峰值干擾電流相當(dāng)為3*Icm、模式2峰值干擾電流為2*Icm、模式3峰值干擾電流相當(dāng)為1*Icm。
◆干擾強度比較
因工作在模式1和模式2，所以VF控制下的噪聲量級比其他控制方式下的更強，特別是0HZ或低頻運行時。
2）同一驅(qū)動參數(shù)下dv/dt隨輸出電流變化的特性
參見圖12所示，turn on （下降沿）與turn off（上升沿）的dv/dt的特性總結(jié)如下：
◆上升沿與下降沿在電流過零點處的dv/dt最大；
◆上升沿的dv/dt在電流正半周比在負(fù)半周大；
◆上升沿的dv/dt在電流正半周內(nèi)隨電流的增大逐漸變小，電流最大時dv/dt最??；
◆下降沿的dv/dt在電流負(fù)半周比在正半周大；
◆下降沿的dv/dt在電流負(fù)半周內(nèi)隨電流絕對值變大逐漸變小，電流絕對值最大時dv/dt最?。?/span>
◆上升沿的dv/dt在電流負(fù)半周期內(nèi)隨電流絕對值變大而變大；
◆下降沿的dv/dt在電流正半周期內(nèi)隨電流變大而變大。
2. IGBT Vce噪聲源抑制方法
經(jīng)過以上分析，有以下四種抑制方法：
1）0HZ或低頻不發(fā)波，或啟動頻率提高（如1HZ以上才發(fā)波）----各廠家已應(yīng)用；
2）降低五段發(fā)波與七段發(fā)波的運行切換點，降低有效發(fā)波次數(shù)----各廠家已應(yīng)用；
3）Vce邊沿交錯控制最小化dv/dt，使得干擾電流峰值最低，同時對損耗沒有影響；
4） Vce邊沿變緩設(shè)計
a) 固定參數(shù)設(shè)計----應(yīng)用較多，一般負(fù)載越重開關(guān)損耗越大，與EMI互為矛盾點，需要權(quán)衡；
b) dv/dt在線調(diào)整控制，最優(yōu)化EMI與損耗的折中設(shè)計。
3. Vce邊沿交錯控制
邊沿交錯控制的本質(zhì)是增大各個管子開通關(guān)斷的時間間隔，使得各個電壓波形邊沿不重疊，降低dv/dt，從而減小干擾。
1) 設(shè)計點：改變死區(qū)時間來完成邊沿交錯的控制，但要注意時間不宜過大，一般錯開共模電流第一個波峰寬度就可以了，參見圖3和圖16所示。
圖16邊沿交錯控制示意圖
2) 負(fù)面影響：因死區(qū)時間的調(diào)節(jié)控制，可能帶來驅(qū)動器輸出電流的非正玄化，需要額外的手段進行正玄化的處理。
3) 應(yīng)用場合：特定場合。
4. dv/dt在線調(diào)整控制
因電機負(fù)載的電感特性，使得IGBT開關(guān)動作時，電流不會立即降為零，需要等到CE兩級的載流子逐漸消失后，才能徹底的關(guān)斷，電感中的電流變化影響著IGBT的turn on與turn off時間。線調(diào)整控制的本質(zhì)是找到dv/dt與輸出電流的周期性變化規(guī)律，從而設(shè)計出適合的驅(qū)動參數(shù)，使得EMI與損耗最優(yōu)化。實際測試中也發(fā)現(xiàn)dv/dt與驅(qū)動參數(shù)及輸出電流大小等因素相關(guān)。
◆驅(qū)動器不接電機，dv/dt測量很穩(wěn)定，在不同運行頻率下測得的結(jié)果都一樣；
◆驅(qū)動器接電機（空載與加載），dv/dt隨電流的變化而變化。在相同的IGBT的g極驅(qū)動參數(shù)下，電流越大dv/dt越小。
1) 設(shè)計點：由變化過程中過零點為dv/dt最大點，保證過零點dv/dt滿足EMI要求，再根據(jù)輸出不同電流動態(tài)調(diào)整dv/dt，使得趨近于過零點的dv/dt。其驅(qū)動控制電路示意圖參見圖17，dv/dt的驅(qū)動參數(shù)設(shè)計方向參見圖18。
圖17驅(qū)動控制電路示意圖
（a）上升沿dv/dt設(shè)計
（b）下降沿dv/dt設(shè)計
圖18 dv/dt設(shè)計方向
dv/dt在線調(diào)整控制的優(yōu)點：
◆dv/dt在整個周期內(nèi)為滿足EMI需求的最大值，大大減小了開關(guān)損耗，最優(yōu)化EMI與損耗的設(shè)計；
◆不需要在IGBT的E級上串如電感，而引發(fā)的諧振風(fēng)險；
G級驅(qū)動部分，有以下兩種實現(xiàn)方法：
◆采用不同的驅(qū)動參數(shù)組合；
◆采用柵極電流控制芯片。
2) 負(fù)面影響：增加控制電路與電流檢測電路，成本增加，控制稍復(fù)雜。
3) 應(yīng)用場合：通用。
5. 應(yīng)用案例調(diào)查
1) 邊沿交錯控制技術(shù)目前了解到還沒有企業(yè)來做，未來特性場合下可能會有應(yīng)用；
2) 不同驅(qū)動參數(shù)組合的動態(tài)調(diào)整，已經(jīng)有實際應(yīng)用（例：某公司的深海探測器的高壓電源產(chǎn)品，解決系統(tǒng)自擾問題）。
3) 柵極電流控制芯片，在行業(yè)有應(yīng)用，功率半導(dǎo)體驅(qū)動芯片廠家也已經(jīng)有標(biāo)準(zhǔn)品或根據(jù)客戶需求進行定制。如下圖19為某廠家的官網(wǎng)信息展示。
圖19柵極電流控制芯片
6. 總結(jié)
針對PWM控制型IGBT的dv/dt優(yōu)化，提出了 Vce邊沿交錯控制方法和dv/dt在線調(diào)整控制兩種設(shè)計方向，工程師可根據(jù)設(shè)計需求進行細(xì)節(jié)方案優(yōu)化與方案落地。
五、思考與啟示
1.三相PWM脈沖之和不為0是產(chǎn)生驅(qū)動器共模干擾的本質(zhì)原因;
2.IGBT 的高頻EMI抑制即為dv/dt抑制;
3.了解驅(qū)動器發(fā)波過程，避免邊沿疊加產(chǎn)生更大的dv/dt；
4.權(quán)衡dv/dt與開關(guān)損耗，設(shè)計方案落地不能只考慮單一因素；
5.大道至簡，從第一性原理分析；
6.善于總結(jié)，從實踐中總結(jié)規(guī)律，返璞歸真；
7.站在前輩的肩膀上來看問題，了解和洞察行業(yè)應(yīng)用（落后就要挨打）。
六、參考資料
[1]. Victor Dos Santos, Trade-off between losses and EMI issues in three-phase SiC inverters for aircraft applications[C]. IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility & Signal/Power Integrity (EMCSI).2017.
[2]. 郭彥杰, 電動汽車用 IGBT 及逆變器的電磁兼容性分析[J]. 高電壓技術(shù).2014(40): 1732-1737.
[3]. 龍海清, 電動汽車PWM驅(qū)動電機系統(tǒng)EMC研究[D]. 重慶大學(xué) .2014.
[4]. 鄭琦琦，基于IGBT有源門極控制的EMI抑制方法研究[J].電力電子技術(shù).2016，（12）：8-10+37.
[5]. Xin Yang, Investigation of the trade-off between switching losses and EMI generation in Gaussian S-shaping for high-power IGBT switching transients by active voltage control[J]. IET Power Electronics.2016,(9): 1979–1984.
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[7].Yang Wen, A di/dt and dv/dt feedback-based digital gate driver for smart switching of igbt modules[C]. Asia-Pacific Conference on Antennas and Propagation (APCAP).2017.
[8]. Marco Honsberg, A 6-in-1 IGBT module performance evaluation platform determining the trade-off between dV_dt and turn-on loss of different IGBT _ FwDi chip setups[C]. European Conference on Power Electronics and Applications.2011.
來源：電磁兼容EMC
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